施例的电压均衡电路在第一模态至第四模态的电路波形图；
[0024]图7a_7d分别示出参考设计的第一相电至第三相电输出电压波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电输出电压波形图、参考设计的第一相电至第三相电的输出电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电的输出电流波形图；
[0025]图8a_8d分别示出参考设计的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图；
[0026]图9a_9d分别示出参考设计的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图；
[0027]图1Oa-1Ob分别示出参考设计的变压器磁化电流的波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的磁化电流的波形图；以及
[0028]图lla-llc分别示出分裂电容、变压器漏感、变压器线圈内阻对本发明的实施例的三相逆变器的中性点电压的影响。
【具体实施方式】
[0029]以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
[0030]分裂电容式的三相逆变器在带不平衡三相负载时，需要保证中性点的电压稳定。一种能够抑制中性点的电压波动的三相逆变器的参考设计如图2所示。该参考设计的三相逆变器包括:正直流母线、负直流母线、中性线、电容Cl、电容C2、用于产生第一相电压的第一逆变电路、用于产生第二相电压的第二逆变电路、用于产生第三相电压的第三逆变电路、第一滤波电路、第二滤波电路、第三滤波电路以及电压均衡电路100。
[0031]正直流母线连接直流电源的正极，负直流母线连接直流电源的负极。电容Cl和电容C2构成分裂电容。电容Cl、电容C2串联在正直流母线和负直流母线之间，电容Cl和电容C2的电容大小相等。电容Cl、电容C2的中间结点即为中性点m。在理想工作状况下，电容Cl上的电压等于电容C2上的电压等于正、负直流母线之间电压的一半。
[0032]电压均衡电路100用于抑制中性点m的电压波动，电压均衡电路100包括开关管Tl、开关管T2、二极管D1、二极管D2以及变压器，其中变压器包括线圈NI和线圈N2，线圈NI和线圈N2的匝数相等，即变压器的变比为1:1。
[0033]开关管Tl、开关管T2分别为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor, IGBT)。开关管Tl和开关管T2串联在正直流母线和负直流母线之间，二极管D1、二极管D2串联在正直流母线和负直流母线之间。线圈NI的非同名端连接中性点m，同名端连接开关管Tl和开关管T2的中间结点；线圈N2的同名端连接中性点m，非同名端连接二极管Dl和二极管D2的中间结点。电压均衡电路100通过开关管Tl和开关管T2的导通和断开实现中性点m的电压稳定。下面结合附图3a-3d描述电压均衡电路100的工作原理，在图3a-3d中，二极管Dn、二极管Dt2分别为开关管Tl、开关管T2的体二极管。
[0034]在模态一中，如图3a所示，开关管Tl导通。若电容Cl上的电压Vl大于电容C2上的电压V2，那么将形成电流回路l00pl(Cl+-Tl-Nl-Cr)，其中，Cl+为电容Cl与正直流母线连接的上极板，带正电荷，Cr为电容Cl的下极板。电流回路10pl形成变压器的原边(线圈NI)电流，此时变压器的原边电压，即线圈NI两端电压为Vni= Vl-Vn，其中Vn为开关管Tl的导通压降。在变压器的副边(线圈N2)，形成电流电流回路loop2(N2-C2-D2-N2)，对电容C2充电，变压器的副边电压Vn2= V2+VD，其中，Vd为二极管D2的导通压降。因为变压器的变比为1:1，即Vni= Vn2，所以V1-V2 = VT1+VD，即Vl与V2之差为开关管Tl的导通压降和二极管D2的导通压降之和，因此Vl和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
[0035]若电容Cl上的电压Vl小于等于电容C2上的电压V2，同样会形成电流回路10pl，但这个过程非常短暂，因为在开关管Tl导通时，电容Cl给线圈NI充电，产生一定的电流，但是因为Vl小于V2，并不形成电流回路1οορ2。
[0036]在模态二中，如图3b所示，开关管Tl和开关管T2断开，此时线圈NI内还有电流，线圈NI电流进入续流阶段，通过电流回路loop3 (N1-C2-DT2-N1)续流，直到线圈NI的电流降为O。
[0037]在模态三中，如图3c所示，开关管T2导通，开关管Tl断开。若电容C2的电压V2大于电容Cl的电压VI，那么将形成电流回路loop4(C2+-Nl-T2-C2_)，形成变压器的原边(线圈NI)电流，此时变压器的线圈NI两端电压为Vm= V2-VT2，其中Vt2为开关管T2的导通压降。在变压器的副边(线圈N2)，形成电流回路loop5(N2-Dl-Cl-N2)，对电容Cl充电，变压器的副边(线圈N2)电压VN2=V1+VD。其中，Vd为二极管Dl的导通压降，因为变压器的变比为1:1，即Vni= Vn2，所以V2-V1 = VT2+VD，即Vl和V2之差为IGBT开关管T2的导通压降和二极管Dl的导通压降之和，因此Vl和V2相差很小。即稳定了中性点m的电压。
[0038]若电容C2的电压V2小于等于电容Cl的电压VI，同样会形成电流回路1οορ4，但这个过程非常短暂，因为在开关管T2导通时，电容C2给线圈NI充电，产生一定的电流，但是因为V2小于VI，并不形成电流回路1οορ5。
[0039]在模态四中，如图3d所示，开关管Tl和开关管T2断开，此时线圈NI内还有电流，线圈NI电流进入续流阶段，通过1οορ6电流回路(Nl-Dn-Cl-Nl)，直到线圈NI的电流降为O。
[0040]上述的电路拓扑通过开关管Tl和开关管T2的高频导通和断开，实现电容Cl和电容C2能量通过高频变压器进行传递，从而保证两个电容的电压差保持在很小的范围内。但是高频变压器属于正激电路，在模态二和模态四中，原边电流通过续流降为0，实现磁复位。如果开关管的开关时间过长，通过续流不能将原边线圈的电流降为0，还需要对变压器的原边线圈加反向电压进行强制磁复位，这样就限制了开关管的占空比。在不考虑上下桥臂死区时间的情况下，开关管Tl、开关管T2的最大占空比只能是50%。
[0041]图4示出根据本发明的实施例的三相逆变器的电路拓扑。该三相逆变器包括:正直流母线、负直流母线、中性线、电容Cl、电容C2、第一逆变电路、第二逆变电路、第三逆变电路、第一滤波电路、第二滤波电路、第三滤波电路以及电压均衡电路110。
[0042]正直流母线连接直流电源的正极DC+，负直流母线连接直流电源的负极DC-，正直流母线与负直流母线之间的电压记作Udc。电容Cl和电容C2构成分裂电容。电容Cl、电容C2串联在正直流母线和负直流母线之间，电容Cl和电容C2的电容值相等。电容Cl、电容C2的中间结点即为中性点m，中性线连接中性点m。
[0043]第一逆变电路包括开关管T