H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及级联多电平逆变器的调制领域，特指一种H桥级联多电平逆变器开关 次数最小化调制的方法。
【背景技术】
[0002]H桥级联多电平逆变器开关器件上的电压应力小、模块化程度高、电平数多、易于 实现冗余性、易于扩展和控制、输出电压谐波特性好、故障容错能力强等，用低压电力电子 器件实现高压大功率电能转换，可应用于高压直流输电、静止同步补偿器和有源电力滤波 器、光伏发电和燃料电池发电等再生能源装置以及大功率高燕变频电机驱动等高压大功率 装置中。
[0003] 调制技术是H桥级联型多电平逆变器的关键技术。H桥级联型多电平逆变器采用 的调制方法主要包括阶梯波调制、特定谐波消除PWM、载波相移SPWM以及多电平SVPWM等。 其中载波移相SPWM使目前级联多电平逆变器普遍采用的一种调制技术。传统的载波移相 SPWM-般采用倍频SPWM调制方法，因而每个功率子模块需要2个PWM发生器产生驱动信 号，对于H桥级联多电平逆变器而言，必然需要占有大量的处理器资源。将单极性SPWM调 制方式引入到载波移相SPWM中，较传统的采用倍频SPWM调制方法可以减少一半的PWM发 生器，节约了大量处理器资源。
[0004] 常规单极性SPWM调制方式较双极性SPWM调制方式具有开关损耗小、谐波失真低 等优点；较倍频式SPWM调制方式可以减少一半的PWM发生器，节约了处理器资源。然而，常 规单极性SPWM对H桥逆变器斩波臂上的功率开关器件会带来不必要的开关次数，且随着H 桥级联多电平逆变器的级数增加这种不必要的开关次数将会更加明显。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的是针对常规单极性SPWM对H桥逆变器斩波臂上的功率器件带来不 必要开关次数的问题，提出了一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，旨 在减少H级联多电平逆变器的开关次数。
[0006] 本发明提供了一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方法，设定H桥 级联型多电平逆变器中，每个子模块的三角载波信号变化范围相同，且为-1~1之间变化， 相邻两个子模块的三角载波相角差为360° /N，其中N为级联子模块个数；所述调制方法如 下：
[0007] (1)将幅值为-1至1的正弦波调制信号与零电平进行比较后，得到方波信号，该 方波信号依次为H桥级联多电平逆变器各个子模块方向臂功率开关器件的一路驱动信号 Vgl;
[0008] (2)对步骤（1)获得的方波信号逻辑取反，得到H桥级联多电平逆变器各个子模块 方向臂功率开关器件的另一路驱动信号Vg2 ;
[0009] (3)将步骤⑴中的正弦波调制信号与H桥级联多电平逆变器各个子模块对应的 三角载波信号比较后得到一路与各个功率子模块斩波臂功率开关器件相关联的PWM脉冲 信号Vg3n' ；
[0010] (4)将步骤（3)得到的PWM脉冲信号逻辑取反，得到另一路与各个功率子模块斩波 臂功率开关器件相关联的PWM脉冲信号Vg4n'。
[0011] 进一步地：H桥级联多电平逆变器是由多个H桥单元结构直接级联构成，所述单个 H桥单元方向臂和斩波臂驱动信号通过以下步骤获得：
[0012] (5)采用步骤（1)和步骤（2)得到单个功率模块方向臂功率器件的驱动信号Vgnl 和Vgn2 ;
[0013] (6)采用步骤（3)和步骤⑷得到两路PWM信号Vgn3'和Vgn4'，n为第n个H桥 单元；
[0014] (7)在无源线性负载下，基波分量U滞后于基波电压，且相位差公式为：
[0015] 妒=arctand()//?()，《为逆变角频率，lq为负载电感，R。为负载电阻；
[0016] (8)在一个调制周期内，当步骤（5)得到的Vgnl信号由高电平跳变为低电平时，负 载电压值为零，并通过步骤（7)相位差公式求出此时负载电流值I，并将此时刻定义为一个 零时刻，得到的电流为初始电流1〇;
[0017] (9)在步骤（8)基础上，假设在Vgnl信号为低时对应步骤（6)的Vgn3'信号为高， 此时单个功率模块的工作模式是由负载、二极管D"2及开关管Sn3构成放电回路1，回路方程 为：
[0018]
[0019] 可得：
[0020] R为负载电感，L为负载电阻； ^，
[0021] (10)在步骤（9)基础上，当Vgn3'信号由高电平变为低电平，此时单个功率模块的 工作模式是由Dn4、负载、电源构成的放电回路2,回路方程为：
[0022]
，U为电源电压；
[0023] 可得：
[0024]
[0025] 其中，L为经过上一个放电回路后负载上输出的电流值；
[0026] 可得：
[0027]
[0028] (11)步骤（9)和步骤（10)中的t,tb分别是放电回路1和放电回路2的放电 时间，采用不对称规则采样法的SPWM脉冲生成方法转换为计算放电时间、和tb，直到通过 放电电路计算出步骤（9)或步骤（10)中负载输出的电流值i= 0或i〈0 ;
[0029] (12)步骤⑶计算出的时间（与tb之和就为负载在一个调制周期内，Vgnl信号 变低后放电到零所用总时间tx，设一个方波信号为Vgx，其占空比为：
[0030]
[0031] Tx为Vgx的周期；
[0032] (13)将步骤（6)得到的PWM信号Vgn3'与步骤（12)得到的方波信号Vgx进行逻 辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的一路驱动信号Vgn3 ;
[0033] (14)将步骤（12)的方波信号Vgx向前移180°，得到Vgx'信号；
[0034] (15)将步骤（6)得到的PWM信号Vgn4'与步骤（14)得到的方波信号Vgx'进行逻 辑与运算，得到单个功率模块斩波臂上功率器件的另一路驱动信号Vgn4。
[0035] 与现有技术相比，本发明的上述方案，采用载波移相SPWM调制方式可以使各个级 联单元承受的有功功率相等；将改进单极性SPWM调制方式引入到载波移相SPWM中较倍频 式SPWM可以节省资源，本发明较常规单极性SPWM可以在输出谐波含量不变的条件下减少 开关次数。
【附图说明】
[0036] 图1为本发明单相H桥级联多电平逆变器拓扑结构图；
[0037] 图2为单相H桥逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方 法得到的PWM驱动信号；
[0038] 图3为单相H桥逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的方 法输出的电压波形；
[0039] 图4为单相五电平逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的 方法各个子模块PWM驱动信号；
[0040] 图5为单相五电平逆变器采用一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调制的 方法输出电压波形。
【具体实施方式】
[0041] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实 施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施 例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
[0042] 实施例一
[0043] 参考图2,其示出了本发明提供的一种H桥级联多电平逆变器开关次数最小化调 制的方法应用到图1中Celll得到的功率器件驱动信号，具体包括以下步骤：
[0044] 1)设定单相H桥逆变器，三角载波u。幅值变化范围为-1到1之间；
[0045] 2)设定调制波信号为正弦波，调制波周期fs为50Hz，调制深度m为0. 8 ;
[0046] 3)将步骤2)中得到的正弦波调制信号与零电平比较，得到H桥逆变器方向臂上功 率器件SA1驱动信号Vgl;
[0047] 4)将步骤3)得到的驱动信号Vgl逻辑取反，得到H桥逆变器方向臂上功率器件 SA2的驱动信号Vg2 ;
[0048] 5)将步骤1)的三角载波u。与步骤2)的正弦波调制信号进行比较得到脉冲信号 Vg3' ；
[0049] 6)将步骤5)的脉冲信号Vg3逻辑取反得到脉冲信号Vg4' ；
[0050] 7)在无源线性负载下，基波分量U滞后于基波电压Ud，且相位差公式为：
[0051]
?为逆变角频率，U为负载电感，为负载电阻；
[0052] 8)在一个调制周期内，当步骤3)得到的Vgl信号由高电平跳变为低电平时，负载 电压值为零，并通过