)z= 100毫米和（d)z= 150毫米、X(毫米）变化时，单 线衬垫在与其磁耦合的衬垫开路情况下测量到的电感值。
[0077] 图lie和f显示了当（e)z= 100毫米和（f)z= 150毫米、X(毫米）变化时，测 量到的双线缠绕衬垫和单线缠绕衬垫之间的互感值。
[0078] 图12显示了初级LCL网络在z= 100毫米和z= 150毫米、X变化情况下的分析 结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和串联调谐拾取器，串联调谐拾取器分别在 位置AA、BB以及新调谐设计进行调谐。
[0079] 图12a显示当（A)z= 100毫米、（B)z= 150毫米时，拾取反射等效电感Lr相对于 x(毫米）改变的变化情况。
[0080] 图12c和12d显示当（c)z= 150毫米、（d)z= 150毫米时，等效初级电感Lleq^ 对于X(毫米）改变的变化情况。
[0081] 图12e和f显示当（e)z= 100毫米、（f)z= 150毫米时，LCL输入电抗与电阻的 比值相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0082] 图12g和h显示当（g)z= 100毫米、（h)z= 150毫米时，初级LCL网络输入位移 功率因子相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0083] 图13显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、X变化情况下的分析结果和 SPICE模拟结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和使用新调谐值进行调谐的串联 调谐拾取器。
[0084] 图13a和13b显示当（a)z= 100毫米、（b)z= 150毫米时，拾取器反射等效电感 Lr相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0085] 图13c和d显示当（c)z= 100毫米、（d)z= 150毫米时，LCL输入电抗与电阻的 比值相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0086] 图13e和f显示当（e)z= 100毫米、（f)z= 150毫米时，初级LCL网络输入位移 功率因子相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0087] 图14显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、X变化情况下的分析结果， 其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和在位置AA和BB、并使用新调谐值调谐的并联调 谐拾取器。
[0088] 图14a和b显示当（a)z= 100毫米、（b)z= 150毫米时，拾取器反射等效电感Lr 相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0089] 图14c和d显示当（c)z= 100毫米、（d)z= 150毫米时，等效初级电感L1相对于 x(毫米）改变的变化情况。
[0090] 图14e和f显示当（e)z= 100毫米、（f)z= 150毫米时，LCL输入电抗与电阻的 比值相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0091] 图14g和h显示当（g)z= 100毫米、（h)z= 150毫米时，初级LCL网络输入位移 功率因子相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0092] 图15显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、X变化情况下的分析结果和 SPICE模拟结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和使用新拾取调谐值进行调谐的 并联调谐拾取器。
[0093] 图15a和b显示当（a)z= 100毫米、（b)z= 150毫米时，拾取器反射等效电感Lr 相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0094] 图15c和d显示当（c)z= 100毫米、（d)z= 150毫米时，LCL输入电抗与电阻的 比值相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0095] 图15e和f显示当（e)z= 100毫米、（f)z= 150毫米时，初级LCL网络输入位移 功率因子相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0096] 图16显示使用700毫米环形衬垫、采用成熟调谐技术的串联调谐和并联调谐的初 级逆变桥电压Vbi和电流IB1的基波分量在z为100毫米和150毫米、相对于X(毫米）改变 的SPICE模拟结果。
[0097] 图16a和b显示当（a)z= 100毫米、（b)z= 150毫米时，逆变桥电压的基波分量 相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0098] 图16c和d显示当（c)z= 100毫米、（d)z= 150毫米时，逆变桥电流的基波分量 相对于X(毫米）改变的变化情况。
[0099] 图17是显示了在耦合区域运动约束的概念图，该概念图可以应用于其他形状的 磁结构。
[0100] 图18至26通常显示工作频率为20khz的系统中初级和次级耦合谐振网络的频率 变化，其针对次级衬垫在图10所示的限定功率传输区域中从最大耦合（a)的耦合位置移动 至最小耦合（b)时的不同调谐配置。
[0101] 图18与系统在AA位置调谐的串联调谐拾取器有关。
[0102] 图19与系统在BB位置调谐的串联调谐LC拾取器有关。
[0103]图20与系统在AB位置调谐的串联LC调谐拾取器有关，拾取使用B位置电感调谐， 而初级使用A位置电感调谐。
[0104] 图21与根据新设计进行调谐的系统中的串联调谐LC拾取器有关。
[0105] 图22与系统在位置AA调谐的并联调度LC拾取器有关。
[0106] 图23与系统在位置BB调谐的并联调谐LC拾取器有关。
[0107] 图24与根据新设计进行调谐的系统中的并联调谐LC拾取器有关。
[0108] 图25显示了使用本文档描述的设计单独地最小化VAJPVA2的示例。
[0109] 图26显示了根据本发明通过调整VA2的变化帮助最小化VA/变化的示例。
【具体实施方式】
[0110] 如在发明背景一节中所述，在实际操作过程中，初级谐振系统和次级谐振系统 (或拾取器）中的谐振网络会有各种变化，这意味着初级和次级谐振网络会失谐。通常情 况下，无线电能传输系统有一个工作频率，用COci表示。这个工作频率通常就是初级侧电源 为初级谐振网络供电的频率。然而，当发生失谐时，工作条件下初级和次级谐振网络的谐振 频率也会发生变化。在本申请中，初级侧的固有谐振频率用CO1表示，次级谐振网络的固有 谐振频率用CO2表示。如前所述，很多因素都会导致失谐，例如元件老化等原因会导致无功 分量值随时间的推移而发生改变；无功元件的生产容差，其中无功元件的一个示例是产生 或接收磁场、用于电能传输的磁结构；生产容差和调谐电容；因为磁结构相对位置变化引 起的磁结构的自感。这些变化与连接至次级输出的负载变化完全不同，次级输出的负载是 IPT系统提供电能的负载。
[0111] 传统地，在无线电能传输系统的设计中，尤其是具有"集总"初级和次级线圈（即 在初级侧使用独特的线圈，而在次级侧使用未必相同的相应独特的线圈）的设计中，标准 的设计方法是仅仅在一个已知的、固定的相互相对位移对初级和次级谐振电路进行调谐。 通常已知的相对位置要么是在一个限定的工作空间中最接近、最中心的位置，要么是在限 定的工作空间中最远的位置。因此，参照图10,当次级衬垫12位于相对于初级衬垫10的位 置A时，该位置对应着一个定义的工作空间中最接近初级衬垫10的位置，其中该工作空间 从初级衬垫的中心向外延伸100毫米、并沿垂直方向在初级衬垫上方延伸150毫米。当次 级衬垫12在图10所示的位置时，B点是初级和次级衬垫在该工作空间内最远的相对位置。 在本文档中，对IPT系统或无线电能传输系统的引用中，衬垫指线圈或者完整的磁结构，其 中磁结构包括线圈，该线圈是用于感应传输电能的初级和/或次级谐振网络的一部分。
[0112] 本文描述的设计方法可以应用于使用导轨和多个拾取器的无线或IPT系统，以及 集总系统。该设计方法同样可应用于不同类型的拾取器，例如"DDQ"和"双极（Bipolar)" 拾取结构，例如在国际专利公开W02011/016737和W02010/090539中披露的那些，其内容整 体作为参考并入本申请。另外，本领域的技术人员会体会到该方法可以应用于双向系统。
[0113] 耦合的变化可以是无功负载的变化，无功负载表现是电感性的或电容性的。失谐 或耦合的变化可以是失谐或无功负载的变化，其表现是电感性的或电容性的。
[0114] 例如，以下一个或多个因素可导致耦合的变化：
[0115] -个或多个拾取器相对于导轨或集总初级结构的物理位置的改变；
[0116] 使用不同的拾取器磁结构，例如环形拾取器、DDQ拾取器和双极拾取器。
[0117] 以下一个或多个因素可导致失谐或调谐变化：
[0118] 元件容差；
[0119] 生产容差；
[0120] 元件老化，例如随时间推移导致的调谐电容的老化，或其它改变。
[0121] 元件或磁性材料的变化，如损坏的铁氧体。
[0122] 这种最初的设计没有详细阐述最小化拾取线圈中无功功率的方法。该设计强调最 小化逆变桥中的无功负载。它同样没有讨论最小化II。这些方面会在本申请的其它部分进 一步讨论。
[0123] 集总线圈电池充电系统的基本结构
[0124] 最常见的工业IPT的电能供应布局是配备串并联LCL谐振网络的全桥电压型逆变 器。如果只考虑基本频率，配有一个耦合拾取器的电能供应布局的概念示意图如图2所示， 其中逆变器桥输出用基本电压分量Vbi表示。在某些情况下，与导轨感应器L1串联的电容 Cu被用来补偿Li，使其全部电抗为X，其中X是初级LCL网络设计的特性阻抗。在初级侧电 流控制系统中，拾取器需要最少的控制，因此它只包括桥式整流器和直流滤波器。导轨电流 直接被输入逆变器桥电压的基本分量控制，如表达式（1)所不。
[0126] 最常见的三种拾取调谐拓扑分别是串联调谐、并联调谐和LCL调谐拓扑。在只考 虑基本频率的情况下，拾取器可以建模为图3所示的使用等效AC电阻负载代表直流负载的LCR电路。串联调谐或LCL调谐拾取器的等效交流电阻负载如表达式（2)所示：
[0128] 并联调谐拾取器的等效交流电阻负载如表达式（3)所示：
[0130] 虽然名义上串联和并联调谐网络的非线性特性会使整流器引入使谐振网络失谐 的电抗，但该电抗通常作为拾取器调谐电容的一部分。因此在此处不明确地讨论。
[0131] 由于直流输出用其等效的交流负载表示，因此在理想情况下这三种拾取器调谐拓 扑的反射阻抗可以直接应用于此并且如下述表达式所示：
[0132]
[0133]X2是串-并联LCL调谐拾取器的特性阻抗。
[0134] 方程式（4)说明串联调谐拾取器和LCL调谐拾取器的反射阻抗具有相同的特性。 反射负载是纯电阻性，当拾取器线圈在原位调谐时，反射负载与拾取器负载Q2成正比。由 于这两种拓扑具有相同的特性，在本申请中，对磁耦合变化只考虑并联调谐拾取器和串联 调谐拾取器。
[0135] 失谐的初级和次级谐振网络的负载建模
[0136] 为了研究失谐的初级和次级谐振网络组合导致的初级供电电源的无功负载，考虑 失谐的串联调谐拾取器和失谐的并联调谐拾取器的反射阻抗。一个模型被建立，该模型结 合测量的导轨调谐的变化，允许计算电源逆变桥的无功负载。在本小节中，首先给出失谐拾 取器的负载模型，然后是失谐的初级谐振网络的模型。
[0137]