检测信号ZCD产生控制信号CTRL以控制初级电路10。若流过光敏器件的电流Ip_pri为零，初级控制电路30将使初级电路10停止工作，否则初级控制电路30根据电流Ip_pri调整初级电路10中晶体管的开关频率或占空比，以实现对输出电压Vout的调节。
[0018]对于图2所示的开关变换器100而言，当输出电流lout减小，输出电压Vout增大，电压反馈信号Vfb也增大。在一个实施例中，当电压反馈信号Vfb增大至一较高数值，次级控制电路50判定开关变换器处于轻载状态并使流过发光器件的电流Ip_SeC为零，流过光敏器件的电流Ip_pri也随之为零。在零电流检测电路40检测到该零电流状况后，初级控制电路30使初级电路10停止工作。提供至次级侧的能量被中断，此时由输出电容器Cout为负载提供能量，输出电压Vout和电压反馈信号Vfb将逐渐减小。当电压反馈信号Vfb减小至一较低数值，次级控制电路50使电流Ip_sec大于零，流过光敏器件的电流Ip_pri也随之大于零。初级控制电路30根据零电流检测信号ZCD使初级电路10恢复工作，输出电压Vout和电压反馈信号Vfb将增大。当电压反馈信号Vfb再次增大至前述较高数值，电流Ip_SeC和Ip_pri将再次为零，使初级电路10停止工作。以上步骤不断重复，直至开关变换器100离开轻载状态。
[0019]与图1所示的现有技术相比，在间歇工作模式下，图2所示的技术方案中电流Ip_sec与Ip_pri在初级电路10停止工作的时间内均为零，这无疑能极大地提高开关变换器的轻载效率和空载效率。
[0020]图3为根据本发明实施例的次级控制电路50A的电路原理图。次级控制电路50A包括误差放大器EA、晶体管S1、比较器C0MUC0M2以及逻辑电路501。误差放大器EA具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收参考信号Vref，反相输入端接收电压反馈信号Vfb，误差放大器EA根据参考信号Vref与电压反馈信号Vfb之间的差值，在输出端产生误差放大信号EA_out。晶体管S1具有第一端、第二端与控制端，其中第一端耦接至光电親合器OP_CO中发光器件的第二端，第二端親接至误差放大器EA的输出端。一般地，在晶体管S1的第一端与误差放大器EA的反相输入端之间设置有由电容器、电阻器等组成的补偿网络。
[0021]比较器C0M1具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收阈值电压Vthl，反相输入端耦接至误差放大器EA的输出端以接收误差放大信号EA_out，比较器C0M1将误差放大信号EA_out与阈值电压Vthl进行比较，在输出端产生比较信号SET。比较器COM2也具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收阈值电压Vth2，反相输入端接收电压反馈信号Vfb，比较器COM2将电压反馈信号Vfb与阈值电压Vth2进行比较，在输出端产生比较信号RST。逻辑电路501具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至比较器C0M1的输出端，反相输入端耦接至比较器COM2的输出端，输出端耦接至晶体管S1的控制端。逻辑电路501基于比较信号SET和RST，在输出端产生开关控制信号EA_dis。
[0022]在一个实施例中，如图3所示，逻辑电路501包括具有置位端S、复位端R和输出端Q的触发器FF1。触发器FF1的置位端S耦接至比较器C0M1的输出端，复位端R耦接至比较器COM2的输出端，输出端Q耦接至晶体管S1的控制端。
[0023]在正常工作状态下，误差放大信号EA_out大于阈值电压Vthl，开关控制信号EA_dis保持低电平，使晶体管S1持续导通，将误差放大信号EA_out提供至发光器件的第二端。发光器件和光敏器件中均流过电流，且电流Ip_sec和Ip_pri均随误差放大信号EA_out变化。初级控制电路据此控制初级电路中晶体管的开关频率或占空比，以实现对输出电压Vout的调节。
[0024]当开关变换器进入轻载状态，输出电压Vout增大，误差放大信号EA_out减小。当误差放大信号EA_out减小至小于阈值电压Vthl时，触发器FF1被置位。开关控制信号EA_dis由低电平变为高电平，将晶体管S1关断。此时，流过发光器件和光敏器件的电流Ip_sec和Ip_pri均为零。在零电流检测电路检测到电流Ip_pri为零后，初级电路停止工作，提供至次级侧的能量被中断，输出电压Vout逐渐减小。当输出电压Vout减小至小于阈值电压Vth2 (例如0.9*Vref)，触发器FF1被复位。开关控制信号EA_dis由高电平变为低电平，将晶体管S1导通。误差放大信号EA_out被提供至发光器件的第二端，电流Ip_SeC和Ip_pri也变为大于零。初级电路恢复工作，使得输出电压Vout增大，直至误差放大信号EA_out再次减小至小于阈值电压Vthl。以上步骤不断重复，构成了轻载状态下的间歇工作模式。
[0025]在实际应用中，受各元件参数的公差影响，开关变换器进入间歇工作模式时对应的负载电流难以精确控制。若该电流过大，会容易引起音频噪声。图4为根据本发明另一实施例的次级控制电路50B的电路原理图。与图3所示电路相比，图4所示的次级控制电路50B还包括比较器COM3以及与门AND1。比较器COM3具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收阈值电压Vth3，反相输入端接收代表开关变换器输出电流lout的电流反馈信号Ifb，比较器COM3将电流反馈信号Ifb与阈值电压Vth3进行比较，在输出端产生比较信号Burst_en。与门AND1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至比较器C0M1的输出端，第二输入端耦接至比较器COM3的输出端，输出端耦接至逻辑电路501的第一输入端。
[0026]对于图4所示的次级控制电路50B而言，其只有在电流反馈信号Ifb小于阈值电压Vth3时方可根据比较信号SET将晶体管S1断开。这无疑能够确保开关变换器进入间歇模式时对应的负载电流不会太高，因而从根本上消除音频噪声。
[0027]图5为根据本发明又一实施例的次级控制电路50C的电路原理图。与图4所示电路相比，图5所示的次级控制电路50C进一步引入了过压保护和过流保护，还包括比较器C0M4、C0M5、与门AND2、或门0R1以及计时电路502。比较器COM4具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收电压反馈信号Vfb，反相输入端接收阈值电压Vth4，比较器COM4将电压反馈信号Vfb与阈值电压Vth4进行比较，在输出端产生过压保护信号0VP。比较器C0M5具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收电流反馈信号Ifb，反相输入端接收阈值电压Vth5，比较器C0M5将电流反馈信号Ifb与阈值电压Vth5进行比较，在输出端产生过流保护信号0CP。
[0028]或门0R1具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，其中第一输入端親接至与门AND1的输出端，第二输入端耦接至比较器COM4的输出端，第三输入端耦接至比较器C0M5的输出端，输出端耦接至逻辑电路501的第一输入端。计时电路502具有输入端和输出端，其中输入端耦接至比较器C0M5的输出端，计时电路502基于过流保护信号0CP进行计时，在输出端产生计时信号TME。与门AND2具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至比较器COM2的输出端，第二输入端耦接至计时电路502的输出端，输出端耦接至逻辑电路501的第二输入端。
[0029]与图4所示电路相比，图5所示次级控制电路50C在开关变换器过压或过流时也将晶体管S1断开，从而使初级电路停止工作，以达到保护电路的目的。但不同的是，对于过压保护而言，只要电压反馈信号Vfb减小至小于阈值电压Vth2，晶体管S1就会被导通以使开关变换器尝试正常工作。而对于过流保护而言，为了使输出电流lout有充分的下降时间，只有在计时电路502的计时时间达到一时间阈值后，方可在电压反馈信号Vfb小于阈值电压Vth2时将晶体管S1再次导通。
[0030]图6为根据本发明实施例的隔离型开关变换器100A的电