不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，包括获取电网有功功率和无功功率的期望值、两相静止坐标系下的瞬时电网电压信号、并网逆变器电网侧的输出电流信号和滤波电容电流信号；计算基波控制电流信号和谐波控制电流信号；计算基波控制支路输出信号和谐波控制支路输出信号；计算得到最终的并网逆变器的控制量。本发明方法实现简单，无需旋转坐标变换和锁相环，在计算电流参考指令时无需电压/电流分量正负序分离计算，无需任何低通滤波器或者陷波器；不仅可以实现输出功率无波动或者输出电流对称正弦的控制目标，还可以灵活控制不平衡电网电压下逆变器的输出功率波动和电流质量，提高并网逆变器在不平衡电网电压下的控制性能。
【专利说明】
不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法
技术领域
[0001] 本发明具体设及一种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法。
【背景技术】
[0002] 并网逆变器作为分布式发电系统的关键设备，其故障穿越性能的优劣直接影响电 力系统及分布式发电系统自身的安全运行。电网在实际运行过程中，Ξ相电压不对称及单 相电压跌落故障时有发生，在不对称电网电压条件下，并网逆变器受电网状态影响，输送至 电网的电流将是非正弦或是不对称的。运些电流与不对称电压相互作用将产生不可控的有 功功率和无功功率振荡，进一步污染电网并降低电网运行的可靠性。因此，研究不平衡电网 电压条件下Ξ相并网逆变器高性能控制策略W减小不平衡电压的负面影响具有重要意义。
[0003] 如图1所示为并网逆变器的结构示意图：图中：直流母线电压Ud由储能装置维持稳 定;Ug表示电网电压；并网逆变器通过LCL型滤波器连接至电网；采用电流控制使Ξ相并网 逆变器等效为受控电流源向电网传送有功和无功功率。当电网电压不平衡时，逆变器的正 常运行状态将受到影响，导致并网电流崎变和输出功率波动。在不平衡电网电压下，并网逆 变器输出功率波动水平和电流质量相互对立。在不平衡电网电压条件下，Ξ相电网电压Uga、 Ugb和Ug。可表示为下式1:
[0004]
[0005] 式中，化、ω〇和φρ分别为正序电网电压的幅值、频率和初相位;Un和Φν分别表不负 序电网电压的幅值和初相位。将式1经克拉矩阵变换后得到静止坐标系下电网电压表达式 为下式2:
[0006]
[0007] 式中，Κ、巧表示电网电压静止坐标系下的正序分量，巧;、叹表示电网电压静 止坐标系下的负序分量。
[000引当W输出功率无波动作为并网逆变器的控制目标时，静止坐标系下并网逆变器的 电流参考指令可采用瞬时电网电压直接计算，表示为下式3:
[0009]
[0010] iapl和iepl为电流参考指令中的瞬时有功分量，iaql和ipq功电流参考指令中的瞬时 无功分量。上式3分母项可表示为下式4:
[0011]
[0012] 易知，式3分母项在两倍基波频率处有振荡，由式3得到的电流参考指令不是正弦 波形，包含了高阶谐波分量，注入电网的各相电流也将是崎变的。
[0013] 当W输出电流对称正弦作为并网逆变器的控制目标时，需首先提取出电网电压中 的正序分量，静止坐标系下并网逆变器的电流参考指令可表示为下式5:
[0014]
[001引同样，iap2和iep2为电流参考指令中的瞬时有功分量，iaq2和ieq2为电流参考指令中 的瞬时无功分量；由式5得到的电流参考指令为完全对称的正序正弦波形，但此时传送至电 网的瞬时有功功率P和无功功率q存在两倍电网频率的功率振荡，振荡分量是由不同相序电 压和电流相互作用形成，可表示为下式6和式7:
[0018] 综上，对上述两种控制策略进行分析可知，W输出功率无波动作为控制目标时，电 流参考指令计算过程简单，不需要正负序分量分离环节，但得到电流参考指令却包含高阶 谐波成分，给电网带来谐波污染。W输出电流对称正弦作为控制目标得到的电流参考指令 为完全对称的正序正弦波形，输出电流不含谐波成分，电能质量好;缺点是参考指令生成过 程需要采用正负序分量分离环节，且并网逆变器输送至电网的瞬时有功功率和无功功率存 在两倍电网频率的功率振荡。
[0019] 通过傅里叶级数展开可知，当功率参考指令相同时，两种控制策略的电流参考指 令存在一定内在联系，即两种控制策略电流参考指令中的基波分量相等。因此，W输出功率 无波动作为控制目标时，电流参考指令中的基波分量应为Ξ相对称的正序分量，与逆变器 输送至电网的功率大小相关，而电流参考指令中的谐波分量主要为3次、5次和7次谐波频 率，影响输出功率的波动水平和电流质量水平。
[0020] 标题为不平衡电网电压下光伏并网逆变器功率/电流质量协调控制策略（中国电 机工程学报，2014(34):第346-353页）的文献中提出一种静止坐标系无锁相环控制策略，实 现不平衡电网电压下并网逆变器功率/电流质量协调控制，该方法采用瞬时功率直接计算 电流参考指令，无需锁相环和电压/电流正负序分离计算，但采用的二阶陷波器仍然会增加 控制器的运算量，并且该策略得到的输出电流包含负序分量，不能实现输出电流对称正弦 的控制目标。
【发明内容】
[0021] 本发明的目的在于提供一种在不平衡电网电压条件下能够综合协调功率波动与 电流质量的并网逆变器控制方法。
[0022] 本发明提供的运种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，包括如下步 骤：
[0023] S1.获取并网逆变器传送至电网的有功功率期望值和无功功率期望值、两相静止 坐标系下的瞬时电网电压信号、并网逆变器电网侧的输出电流信号和并网逆变器的滤波电 容电流信号；
[0024] S2.根据步骤S1获取的有功功率期望值、无功功率期望值和瞬时电网电压信号，计 算两相静止坐标系下并网逆变器的基波控制电流信号；
[0025] S3.根据步骤S2得到的两相静止坐标系下并网逆变器的基波控制电流信号，计算 两相静止坐标系下并网逆变器的谐波控制电流信号；
[0026] S4.在两相静止坐标系下，根据并网逆变器的基波控制电流信号与并网逆变器电 网侧的输出电流信号，计算并网逆变器的基波控制支路输出信号；
[0027] S5.在两相静止坐标系下，根据并网逆变器的谐波控制电流信号与并网逆变器电 网侧的输出电流信号，计算并网逆变器的谐波控制支路输出信号；
[0028] S6.在两相静止坐标系下，将基波控制支路输出信号与谐波控制支路输出信号求 和，减去并网逆变器的滤波电容电流信号，通过比例控制器得到两相静止坐标下的调制信 号，再将两相静止坐标下的调制信号变换为Ξ相静止坐标下的调制信号，最终通过高频PWM 调制得到并网逆变器的控制量。
[0029] 步骤S2计算基波控制电流信号，为采用下式计算两相静止坐标系下并网逆变器的 基波控制电流信号：
[0032] 式中，心化和^6祉为并网逆变器的基波控制电流信号Irefl在两相静止坐标系下的 值，Pref为并网逆变器传送至电网的有功功率期望值，Qref为并网逆变器传送至电网的无功 功率期望值，Ua和化为两相静止坐标系下的瞬时电网电压信号。
[0033] 步骤S3所述的计算谐波控制电流信号，为采用下式计算两相静止坐标系下并网逆 变器的谐波控制电流信号：
[0034] Iref2a = k · Irefla
[0035] Iref2P = k · IreflP
[0036] 式中，Iref化和为并网逆变器的谐波控制电流信号Iref2在两相静止坐标系下的 值;k为电流指令系数，取值范围为0~1，k的取值越大，则并网逆变器的入网电流谐波崎变 率越大，且瞬时有功功率和瞬时无功功率波动越小。
[0037] 步骤S4所述的计算并网逆变器的基波控制支路输出信号，为采用下式计算并网逆 变器的基波控制支路输出信号：
[00；3 引
[0039] 式中S为复频域中的复频率变量;Kpi为比例系数；ωι表示电网电压的基波角频率； Κη为基波频率处的谐振增益；〇。1表示基波频率处的截止频率。
[0040] 步骤S5所述的计算并网逆变器的谐波控制支路输出信号，为采用下式计算并网逆 变器的谐波控制支路输出信号：
[0041]
[0042] 式中S为复频域中的复频率变量;Kph为比例系数;h表示3次、5次和7次谐波；ω h表 示h次谐波的角频率;Kih为h次谐波频率处的谐振增益；ω Eh表示h次谐波频率处的截止频 率。
[0043] 步骤S6所述的将两相静止坐标下的调制信号变换为Ξ相静止坐标下的调制信号， 为采用两相至Ξ相的矩阵变换得到。
[0044] 本发明提供的运种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，实现简单，实 现过程无需旋转坐标变换，无需锁相环，在计算电流参考指令时无需电压/电流分量正负序 分离计算，也无需任何低通滤波器或者陷波器;通过改变指令系数不仅可W实现输出功率 无波动或者输出电流对称正弦的控制目标，还可W灵活控制不平衡电网电压下逆变器的输 出功率波动水平和电流质量水平，提高并网逆变器在不平衡电网电压下的控制表现。
【附图说明】
[0045] 图1为并网逆变器结构示意图。
[0046] 图2为本发明方法的流程图。
[0047] 图3为本发明的并网逆变器电流控制框图。
[0048] 图4为本发明的闭环跟踪传递函数曲(S)的伯德图。
[0049] 图5为本发明的闭环跟踪传递函数化(S)的伯德图。
[0050] 图6为本发明的闭环跟踪传递函数Y(s)的伯德图。
[0051] 图7为本发明在不平衡电网条件下k值变化时的仿真结果示意图。
【具体实施方式】
[0052] 如图2所示为本发明的方法流程图，图3为本发明的并网逆变器电流控制框图：结 合图2和图3,可W知道本发明提供的运种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法， 包括如下步骤：
[0053] S1.获取并网逆变器传送至电网的有功功率期望值和无功功率期望值、两相静止 坐标系下的瞬时电网电压信号、并网逆变器电网侧的输出电流信号和并网逆变器的滤波电 容电流信号；
[0054] S2.根据步骤S1获取的有功功率期望值、无功功率期望值和电网侧的瞬时电网电 压信号，依据下式计算两相静止坐标系下的并网逆变器的基波控制电流信号Irefl值：
[0057]式中，心化和^6祉为并网逆变器的基波控制电流信号Irefl在两相静止坐标系下的 值，Pref为并网逆变器传送至电网的有功功率期望值，Qref为并网逆变器传送至电网的无功 功率期望值，Ua和化为两相静止坐标系下的瞬时电网电压信号；
[005引S3.根据步骤S2得到的并网逆变器的基波控制电流信号kefi在两相静止坐标系下 的值，依据下式计算两相静止坐标系下的并网逆变器的谐波控制电流信号Iref2值：
[0059] I巧脚=k · Irefla
[0060] Iref2P = k · IreflP
[0061] 式中，Iref化和为并网逆变器的谐波控制电流信号Iref2在两相静止坐标系下的 值;k为电流指令系数，取值范围为0~1，k的取值越大，则并网逆变器的入网电流谐波崎变 率越大，且瞬时有功功率和瞬时无功功率波动越小；
[0062] 当k = 0时，Iref2(s) =0，入网电流中的3次、5次、7次谐波成分被有效抑制，入网电 流仅跟踪Irefl(S)中的基波分量变化，得到Ξ相对称的正弦入网电流，获得输出电流对称正 弦的控制效果；当k=l时，Irefl(S) = kef2(S)，静止坐标系下瞬时电流参考指令Irefl(S)中的 基波分量和谐波分量均被有效跟踪，得到的并网瞬时有功功率和无功功率恒定无波动，但 此时电流崎变率大。当〇<k<l时，并网功率波动和电流质量将处于中间状态，可W根据实 际情况，选择适当的调节系数k，满足不同环境下并网功率波动和电流质量间的要求；
[0063] S4.在两相静止坐标系下，计算并网逆变器的基波控制电流信号与并网逆变器电 网侧的输出电流信号的差值，并将差值通过下式计算得到基波控制支路输出信号：
[0064]
[0065] 式中S为复频域中的复频率变量;Kpi为比例系数；ωι表示电网电压的基波角频率； Κη为基波频率处的谐振增益；ω。1表示基波频率处的截止频率；
[0066] S5.在两相静止坐标系下，计算并网逆变器的谐波控制电流信号与并网逆变器电 网侧的输出电流信号的差值，并将差值通过下式计算得到谐波控制支路输出信号：
[0067]
[006引式中S为复频域中的复频率变量;Kph为比例系数;h表示3次、5次和7次谐波；ω h表 示h次谐波的角频率;Kih为h次谐波频率处的谐振增益；ω Eh表示h次谐波频率处的截止频 率.
[0069] S6.在两相静止坐标系下，将基波控制支路输出信号与谐波控制支路输出信号求 和，减去并网逆变器的滤波电容电流信号，通过比例控制器得到两相静止坐标下的调制信 号，采用两相至Ξ相的矩阵变换将两相静止坐标下的调制信号变换为Ξ相静止坐标下的调 制信号，最终通过高频PWM调制得到并网逆变器的控制量。
[0070] 由图3,入网电流闭环传递函数可表示为
[0071] l2(S)=出（S)Irefl(S)+Hh(S)Iref2(S)-Y(S)Ug(S)
[0072] 式中：曲(S)为基波控制电流信号kefl(S)的闭环跟踪传递函数;化(s)为谐波控制 电流信号^6:2(3)的闭环跟踪传递函数;Y(S)为并网逆变器对电网电压的等效并联导纳，可 分别表示为
[0079] 11心和(：为1化型滤波器参数值山刪为逆变器增益。图4-6分别为出（3)、化(3)和￥ (S)的幅频和相频特性曲线。图4中，闭环跟踪传递函数出(S)在基波频率处增益接近于0地， 跟踪相角差接近于〇°，而在3次、5次、7次谐波频率处的跟踪增益几乎为零(小于-30地），因 此，入网电流可无差跟踪基波控制电流信号Irefl(S)中的基波成分变化，而对基波控制电流 信号kefi(s)中3次、5次、7次谐波分量的跟踪能力几乎为零。相类似，在图5中，入网电流可 W无差跟踪谐波控制电流信号Iref2(S)中3次、5次、7次谐波分量变化，而对谐波控制电流信 号心6:2(3)中基波分量的跟踪能力几乎为零。电网电压在式（16)中是一个扰动分量。图6中， Y(S)在基波频率和指定谐波频率处增益均较小，因此电网电压对入网电流的负面影响被有 效衰减。
[0080] 对幅频和相频特性曲线进行分析可知，采用图3所示电流控制策略后，入网电流中 的基波分量仅与指令信号Irefl(s)中的基波分量有关，而入网电流中的3次、5次、7次谐波分 量仅受指令信号Iref2(s)中的3次、5次、7次谐波成分影响。因此，通过对Irefl(S)和Iref2(S)的 合理设计，可W独立控制入网电流中基波成分和谐波成分。
[0081 ]由【背景技术】知，W输出功率无波动作为控制目标时，电流参考指令中的基波分量 应为Ξ相对称的正序分量，与逆变器输送至电网的功率大小相关，而电流参考指令中的谐 波分量主要为3次、5次、7次谐波成分，影响输出功率的波动水平和电流质量水平。若能合理 调节入网电流中的谐波分量大小，则可W权衡输出功率的波动和电流质量。为此，可设计 Irefl(S)和Iref2(S)如下
[0086] 图7为电网电压不平衡度为16% (不平衡度定义为负序电压分量与正序电压分量 的百分比）的仿真结果，其中有功功率指令和无功功率指令分别设定为6kW和化var，0.2s时 刻前调节系数k = 0,此时并网电流Ξ相正弦对称，电流质量优异，但瞬时有功和无功功率振 荡较大，功率波动峰峰值约为1000W和lOOOvar。0.2S-0.4s调节系数k由0逐渐增大至1，逆变 器入网电流谐波崎变率逐渐增大，而瞬时有功功率和无功功率的波动逐渐减小。0.4s后当 调节系数k= 1，有功功率和无功功率基本停止波动，而并网电流崎变率达到最大，崎变率高 达 16.5%。
[0087] 上述仿真结果证明本专利方法通过改变指令系数不仅可W实现输出功率的无波 动或者输出电流对称正弦的控制目标，还可实现并网逆变器输出功率和电流质量的权衡协 调控制，改善逆变器在不平衡电压环境下的控制表现，并且本专利方法实现简单，无需旋转 坐标变换，无需电压/电流正负序分离计算参考指令，无需锁相环，也无需任何低通滤波器 或者陷波器，易于工程应用。
【主权项】
1. 一种不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，包括如下步骤：51. 获取并网逆变器传送至电网的有功功率期望值和无功功率期望值、两相静止坐标 系下的瞬时电网电压信号、并网逆变器电网侧的输出电流信号和并网逆变器的滤波电容电 流ig号；52. 根据步骤S1获取的有功功率期望值、无功功率期望值和瞬时电网电压信号，计算两 相静止坐标系下并网逆变器的基波控制电流信号；53. 根据步骤S2得到的两相静止坐标系下并网逆变器的基波控制电流信号，计算两相 静止坐标系下并网逆变器的谐波控制电流信号；54. 在两相静止坐标系下，根据并网逆变器的基波控制电流信号与并网逆变器电网侧 的输出电流信号，计算并网逆变器的基波控制支路输出信号；55. 在两相静止坐标系下，根据并网逆变器的谐波控制电流信号与并网逆变器电网侧 的输出电流信号，计算并网逆变器的谐波控制支路输出信号；56. 在两相静止坐标系下，将基波控制支路输出信号与谐波控制支路输出信号求和，减 去并网逆变器的滤波电容电流信号，通过比例控制器得到两相静止坐标下的调制信号，再 将两相静止坐标下的调制信号变换为三相静止坐标下的调制信号，最终通过高频PWM调制 得到并网逆变器的控制量。2. 根据权利要求1所述的不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，其特征在于 步骤S2计算基波控制电流信号，为采用下式计算两相静止坐标系下并网逆变器的基波控制 电流信号：式中，Irefl4PIreflii为并网逆变器的基波控制电流信号Irefl在两相静止坐标系下的值， Pref为并网逆变器传送至电网的有功功率期望值，Qref为并网逆变器传送至电网的无功功率 期望值，Ua和Ui!为两相静止坐标系下的瞬时电网电压信号。3. 根据权利要求1所述的不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，其特征在于 步骤S3所述的计算谐波控制电流信号，为采用下式计算两相静止坐标系下并网逆变器的谐 波控制电流信号： Iref2α - k * Irefla Iref2β - k * IreflP 式中，Iref24PIref2f!为并网逆变器的谐波控制电流信号Iref2在两相静止坐标系下的值;k 为电流指令系数，取值范围为0~1，k的取值越大，则并网逆变器的入网电流谐波畸变率越 大，且瞬时有功功率和瞬时无功功率波动越小。4. 根据权利要求1所述的不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，其特征在于 步骤S4所述的计算并网逆变器的基波控制支路输出信号，为采用下式计算并网逆变器的基 波控制支路输出信号：式中S为复频域中的复频準父重;κρ1^3 K例糸数；ω i衣不电剛电压的基波角频率;Kid 基波频率处的谐振增益；《^表示基波频率处的截止频率。5. 根据权利要求1所述的不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，其特征在于 步骤S5所述的计算并网逆变器的谐波控制支路输出信号，为采用下式计算并网逆变器的谐 波控制支路输出信号：式中s为复频域中的复频率变量;Kph为比例系数;h表示3次、5次和7次谐波；ω h表示h次 谐波的角频率;KIh为h次谐波频率处的谐振增益；ω&表示h次谐波频率处的截止频率。6. 根据权利要求1~5之一所述的不平衡电网电压条件下的并网逆变器控制方法，其特 征在于步骤S6所述的将两相静止坐标下的调制信号变换为三相静止坐标下的调制信号，为 采用两相至三相的矩阵变换得到。
【文档编号】H02J3/38GK105870965SQ201610249029
【公开日】2016年8月17日
【申请日】2016年4月20日
【发明人】王逸超
【申请人】国家电网公司, 国网湖南省电力公司, 国网湖南省电力公司经济技术研究院