加强的峰值电流模式脉波宽度调变切换调节器的制造方法
【专利摘要】一种系统、切换调节器及控制加强的峰值电流模式PWM切换调节器的方法。其中切换调节器包括一主控控制器电路及耦接至该主控控制器电路的一受控控制器电路，其中该受控控制器电路经组态以在一第一涟波节点处产生一涟波电流，且一传感器电路经组态以感测在该第一涟波节点处的该涟波电流且将该感测到的涟波电流传送至该主控控制器电路中的一第二涟波节点。在一些实施中，该切换调节器为形成于一或多个半导体IC、晶圆、芯片或晶粒上的一电力子系统的一部分。
【专利说明】加强的峰值电流模式脉波宽度调变切换调节器
[0001 ]对相关申请案的交叉参考
[0002]本申请案关于2015年3月18日申请且以引用的方式并入本文中的题为「ENHANCEDPEAK CURRENT MODE MULT 1-PHASE PULSE-ffID TH-MODULATED (PffM)CONTROLLERS」的美国临时专利申请案第62/135,054号，及2015年5月30日申请且亦以引用的方式并入本文中的题为「加强的峰值电流模式脉波宽度调变切换调节器(ENHANCED PEAK⑶RRENT-MODE PULSE-WIDTH-MODULATED(PffM)SffITCHING RE⑶LATORS)」的美国临时专利申请案第62/168，764号。本申请案特此主张美国临时专利申请案第62/135，054及第62/168，764号的权利。
技术领域
[0003]本发明关于脉波宽度调变(pulse-width-modulated; PffM)切换调节器，且详言之，关于半导体集成电路、晶圆、芯片或晶粒中的峰值电流模式PffM切换调节器。
【背景技术】
[0004]现有主控/受控单相及多相峰值电流模式PWM切换调节器中的架构缺陷引起三个问题:(I)负载瞬时事件的次谐波恢复；(2)动态输出电压转换(slewing)期间的输出电压扰动;及(3)由正被利用的主控控制器电路与受控控制器电路之间的失配导致的大信号异常。在解决此等问题时，某些终端用户需要产品开发人员利用与小电感值耦接的全陶瓷输出电容器滤波器。因此，此等高度相位滞后滤波器将现有PW调变器的执行推送至曝露缺陷所在的点。现有解决方法为将大容量电解电容添加至输出滤波器。然而，此方法并非有成本效益的且因此使产品开发人员在竞争中处于劣势。
【发明内容】
[0005]—个具体实例有关于一种切换调节器。该切换调节器包括:一主控控制器电路;及一受控控制器电路，其耦接至该主控控制器电路。该受控控制器电路经组态以在一第一涟波节点处产生一涟波电流，且一传感器电路经组态以感测在该第一节点处的该涟波电流且将该感测到的涟波电流传送至该主控控制器电路中的一第二涟波节点。一第二具体实例有关于一种多相切换调节器。该多相切换调节器包括具有多个相网络的一主控控制器电路，其中该多个相网络中的每一相网络经组态以生成该多相切换调节器中的一对应相电流。该多相切换调节器亦包括多个受控控制器电路，其中该多个受控控制器电路中的每一受控控制器电路经组态以生成一对应涟波电流且将该对应涟波电流传送至该主控控制器电路，且其中该主控控制器电路经组态以自该多个对应涟波电流生成一经按比例调整的总和涟波电流值，且与该多个相网络中的每一相网络共享该经按比例调整的总和涟波电流值以生成该对应相电流。
【附图说明】
[0006]在理解图式仅描绘例示性具体实例且因此不应被视为限制范围的情况下，将经由附图的使用额外具体且详细地描述例示性具体实例。
[0007]图1描绘可用以实施本发明的一个例示性具体实例的峰值电流模式PWM切换调节器的示意性电路图。
[0008]图2描绘说明图1中所展示的主控控制器电路中的涟波电压波形的曲率如何非常紧密接近所展示的受控控制器电路中的涟波电压波形的曲率的波形图。
[0009]图3描绘说明由一些现有主控/受控峰值电流模式PWM切换调节器中的设计缺陷所引起的主要问题的波形图。
[0010]图4描绘多相切换调节器的示意性电路图，该多相切换调节器可用以实施本发明的第二例示性具体实例。
[0011]图5描绘说明根据本发明的一个例示性具体实例的多相峰值电流模式切换调节器的加强效能的两个波形图，在该多相峰值电流模式切换调节器中，受控控制器中的涟波电阻器电流的经按比例调整的总和经镜像复制至主控频率产生器电路中。
[0012]图6描绘说明根据本发明的第二例示性具体实例的多相峰值电流模式切换调节器的加强效能的两个波形图，在该多相峰值电流模式切换调节器中，受控控制器中的涟波电阻器电流的经按比例调整的总和经镜像复制于主控频率产生器电路中。
[0013]图7A及图7B描绘可用以实施图5中所展示的第一加强多相实施的例示性主控控制器电路系统的示意性电路图。
[0014]图8A及图8B描绘可用以实施图6中所展示的第二加强多相实施的例示性主控频率产生器电路系统的示意性电路图。
[0015]图9描绘说明根据本发明的例示性具体实例实施的多相峰值电流模式PWM切换调节器的负载瞬时事件的加强次谐波恢复效能的仿真行为模型。
[0016]图10描绘说明根据本发明的例示性具体实例实施的多相峰值电流模式PffM切换调节器的动态输出电压转换期间的加强输出电压突增效能的仿真行为模型。
[0017]图11描绘可用以实施本发明的一个例示性具体实例的电子系统的方块图。
[0018]其中图中:100、切换调节器；102、主控控制器电路；104、受控控制器电路；105、主控频率电路；106、误差放大器电路；107、补偿电压；108、涟波电阻器；110、线路；111、电流传感器电路；112、涟波节点；113、比较器；114、误差放大器；115、电流槽；116、电阻器；117、涟波电容器；118、补偿节点；120、第一电流源；122、第一窗电阻器；124、正窗节点；125、PW调变器开关SW2; 126、第二窗电阻器；128、负窗节点；130、电流槽；132、涟波节点；134、涟波电容器；136、电流源；137、开关SWl; 138、电流槽；140、比较器；142、RS正反器；143、相位输出电路；144、开关驱动器模块；146、电子开关；148、电子开关；150、相位节点；250、主控涟波电压;252、受控涟波电压;302、主控涟波电压;304、受控涟波电压;306、滞后窗电压;308、稳态操作点开始;400、多相切换调节器;402、主控控制器电路;403、滞后窗产生器电路;404、受控控制器电路;405、主控频率产生器;406、误差放大器;407、补偿电压；408、第一相网络；
409、线路;410、第二相网络;412、第N相网络;414、输出节点;415、电流传感器电路;417、电流传感器电路;419、电流传感器电路;420、相I电流值单元;422、相2电流值单元;424、相N电流值单元；426、组合器;428、除法器；430、滤波器;432、组合器；434、组合器;436、组合器；438、比较器;440、比较器;442、比较器;444、跨导放大器;446、涟波节点；448、电流传感器电路;450、节点；452、比较器;454、比较器;456、边缘侦测模块;458、边缘侦测模块;460、R-S正反器;462、R-S正反器;464、开关驱动器模块；466、开关驱动器模块；900、仿真行为模型；902、次谐波恢复周期(之前)；904、次谐波恢复周期(之后)；1000、仿真行为模型；1002、实质输出电压突增(之前)；1004、不显著输出电压突增(之后)；1100、电子系统；1102、电力子系统；1104、切换调节器；1106、调变器；1108、线路；1110、数字处理器单元；1112、周边装置子系统；1114、内存单兀;1116、输入/输出单兀。
【具体实施方式】
[0019]在以下详细描述中，参看形成本文的部分且借助于特定说明性具体实例而展示的随附图式。然而，应理解，可利用其他具体实例且可进行逻辑、机械及电改变。此外，不应将图式诸图及本说明书中所呈现的方法理解为限制可执行个别动作的次序。因此，不应将以下详细描述理解为限制意义。每当可能时，遍及图式使用相同或类似参考数字以参考相同或类似结构性组件或部分。
[0020]现有主控/受控单相及多相峰值电流模式脉波宽度调变(PWM)切换调节器中的架构缺陷引起三个问题:(I)负载瞬时事件的次谐波恢复；(2)动态输出电压转换(例如，利用动态电压识别或DVID)期间的输出电压扰动;及(3)由正被利用的主控控制器电路与受控控制器电路之间的失配导致的大信号异常。在解决此等问题时，某些终端用户需要产品开发人员利用与小电感值耦接的全陶瓷输出电容器滤波器。因此，此等高度相位滞后滤波器将现有PW调变器的执行推送至曝露缺陷所在的点。现有解决方法为将大容量电解电容添加至输出滤波器。然而，此方法并非有成本效益的且因此使产品开发人员在竞争中处于劣势。
[0021]图1描绘可用以实施本发明的一个例示性具体实例的峰值电流模式PWM切换调节器100的示意性电路图。举例而言，图1中所描绘的电路图可用以实施利用(例如)由Intersil Americas LLC开发的R3合成电流架构的步降(例如，降压)单相主控/受控峰值电流模式切换调节器。图1中所描绘的电路图亦可经调适以用于谷值电流模式切换调节器操作。在图1中所描绘的具体实例中，整个涟波交流电(AC)及直流电(DC)信息在受控控制器电路中感测到且与主控控制器电路共享，其引起在主控控制器电路中的涟波电压波形VR及受控控制器电路中的VRl的曲率在宽动态操作范围内实质上彼此类似。涟波电压(例如，VRl)为涟波电容器Cr上生成的电压，涟波电容器CriI过涟波电阻器Rr以适当速率放电以防止电荷累积且借此加强切换调节器的频率响应。
[0022]在图1中所展示的例示性具体实例中，切换调节器100包括主控控制器电路102、受控控制器电路104、误差放大器电路106及相位输出电路143。应注意，在所展示的例示性具体实例中，相位输出电路143的电路组件形成于与受控控制器电路104的电路组件分离的集成电路、晶圆、芯片或晶粒上。在第二具体实例中，相位输出电路143的电路组件可连同受控控制器电路104的电路组件一起形成于同一集成电路、晶圆、芯片或晶粒上。又，在所展示的例示性具体实例中，主控控制器电路102的电路组件形成于与误差放大器电路106的电路组件分离的集成电路、晶圆、芯片或晶粒上。在第二具体实例中，主控控制器电路102及误差放大器电路106的电路组件可形成于同一集成电路、晶圆、芯片或晶粒上。在任何情况下，主控控制器电路102及受控控制器电路104的时序信号通过主控频率105产生。误差放大器电路106输出补偿电压VCOMP 107，其耦接至主控控制器电路102的输入端。因此，主控控制器电路102及受控控制器电路104响应于输入补偿电压VCOMP 107而控制输出电压V0UT。输出电压VOUT用作回馈信号且耦接回至误差放大器电路106的输入端νουτ。
[0023]具体言之，在图1中所展示的例示性具体实例中，误差放大器电路106的输入端VOUT处的回馈电压经由电阻器116耦接至误差放大器114的反相输入端。耦接至误差放大器114的非反相输入端的电压VDAC具有指示切换调节器100的输出电压VOUT的目标电压位准的电压位准。响应于输入电压VOUT与VDAC的比较而在误差放大器114的输出端处产生的补偿电压VCOMP 107耦接至补偿节点118。第一电流源120将窗电流IW提供至第一窗电阻器122的在生成正窗电压VW+的正窗节点124处的一端。第一窗电阻器122的另一端连接至补偿节点118。补偿节点118亦连接至第二窗电阻器126的一端，且第二窗电阻器126的另一端连接至负窗节点128，其生成负窗电压VW-。电流槽130汲入来自负窗节点128的窗电流IW。第一窗电阻器122及第二窗电阻器126中的每一者具有实质上相同的电阻，使得窗电压VW+及VW-在(例如)平衡窗电压组态中与补偿节点118上的电压偏移实质上相同的量。
[0024]正窗节点124连接至开关SW2125的第一开关端子，且开关SW2 125的第二开关端子连接至节点112、涟波电容器CR 117的一端，及比较器113的非反相输入端。在此具体实例中，SW2 125可通过晶体管开关(诸如，MOSFET开关)或可形成于半导体集成电路、晶圆、芯片或晶粒上的任何其他合适电子开关实施。涟波电容器CR 117的另一端连接至参考电压(例如，接地)。电流槽115汲入自涟波节点112至参考电压(例如，接地)的电流gm*VDAC。如所展示，电流槽115产生跨导增益gm乘以电压VDAC以生成与电压VDAC成比例的电流。负窗节点128连接至比较器113的反相输入端，且比较器113的输出端连接至在其输出端上产生主控频率105的单稳电路(1-SHOT)的输入端。主控频率105连接至开关SW2的控制端子，且亦连接至受控控制器电路104中的RS正反器142的设定(S)输入端。
[0025]受控控制器电路104包括涟波电阻器Rr 108。参考电压VREF耦接至涟波电阻器Rr108的一端。涟波电阻器Rr 108的另一端连接至涟波节点132，其生成连接于涟波节点132与接地之间的涟波电容器Cr 134上的涟波电压VRl。电流源136将电流gml*VIN提供至开关SWl137的第一开关端子，且开关SWl 137的第二开关端子连接至涟波节点132。在此具体实例中，SWl 137可通过晶体管开关(诸如，MOSFET开关)或可形成于半导体集成电路、晶圆、芯片或晶粒上的任何其他合适电子开关实施。如所展示，通过电流源136产生的电流值对应于跨导增益gml乘以输入电压VIN以生成与输入电压VIN成比例的源电流。信号PWMl用以控制开关SWl 137。电流槽138汲入自涟波节点132至接地的电流gml*V0UT。如所展示，通过电流槽138产生的电流值对应于跨导增益gml乘以输出电压VOUT以生成与输出电压VOUT成比例的汲入电流。涟波节点132连接至比较器140的非反相输入端。在主控控制器电路102中产生的正窗电压VW+耦接至比较器140的反相输入端。比较器140的输出端连接至RS正反器142的重设R输入端。RS正反器142的Q输出端连接至相位输出电路143中的开关驱动器模块144的输入端。开关驱动器模块144控制电子开关(例如，开关晶体管)146及148的操作。电子开关146的汲极连接至输入电压VIN，电子开关148的源极连接至电路参考电压(例如，电路接地)，电子开关146的源极及电子开关148的汲极连接至相位节点150，且电子开关146、148的闸极连接至开关驱动器模块144的个别输出端。相位节点150连接至输出电感器L的一端，且输出电感器L的另一端连接至滤波电容器C，其亦连接至参考电压(例如，接地)。因此，输出电压VOUT响应于开关驱动器模块144及电子开关146、148的操作而在输出电感器L与滤波电容器C之间的节点处产生。
[0026]在操作中，PWM1信号双态触变为高及低以控制相位的切换操作。当RS正反器142确证PffMl信号为高时，开关驱动器模块144接通电子开关146(有时称为高侧开关)且断开电子开关148(有时称为低侧开关)，使得电压VIN有效地耦接至相位节点150。当PffMl信号变为低时，开关驱动器模块144断开电子开关146且接通电子开关148，使得相位节点150有效地耦接至接地。当PWMl信号在多个切换循环期间双态触变为高及低时，开关驱动器模块144及电子开关146、148双态触变相位节点150在VIN与接地之间的耦接以经由输出电感器L及输出电容器C将输入电压VIN转换成输出电压V0UT。在所展示的例示性具体实例中，切换调节器100操作为输入电压VIN大于输出电压VOUT的降压调节器。然而，在第二具体实例中，切换调节器100可经实施以操作为输出电压VOUT大于输入电压VIN的升压调节器。
[0027]电流槽138自涟波节点132汲取实质上恒定的电流gmI *VOUT，且自涟波电容器Cr134汲取电荷。当涟波电压VRl大于参考电压VREF时，额外电流自涟波节点132流经涟波电阻器Rr 108。当涟波电压VRl小于参考电压VREF时，额外电荷电流自参考电压端子VREF流经涟波电阻器Rr 108。当RS正反器142确证PWMl信号为高时，相网络将电流至驱动输出端子V0UT。又，当PWMl信号为高时，开关SWl 137闭合使得来自电流源136的电流gml*VIN流动至涟波节点132以对涟波电容器Cr 134充电。在开关SWl 137闭合时，涟波电压VRl上升至正窗电压VW+的位准。当涟波电压VRI上升至高于正窗电压VW+的位准时，比较器140输出重设RS正反器142且将P丽I信号双态触变至低的信号。当PWMl信号为低时，开关SWl 137断开使得涟波电压VRl开始以大致恒定速率斜降。RS正反器142通过下一主控频率105脉波设定，因此闭合开关SWl 137且开始VRl涟波电压的斜升。图1中所展示的切换调节器控制器的类型在此项技术中常常称作合成涟波电流控制器，此因为涟波电压VRl经合成以对应于电感器L的涟波电流。
[0028]受控控制器电路104中的涟波电阻器Rr 108用以使得补偿电压VC0MP107的DC值能够调变受控控制器电路104中的PW调变器开关SWl 137的工作循环。在如所展示的例示性受控控制器电路104中不具有涟波电阻器Rr 108的情况下，补偿电压VCOMP 107的DC值将不影响此受控控制器电路中的PW调变信号的工作循环。换言之，即使补偿电压VCOMP 107的值在DC方式中将变得大于或小于参考电压VREF，受控控制器电路104中的电压波形VRl的斜率(或工作循环)仍将不改变。
[0029]在图1中所展示的例示性具体实例中，流经涟波电阻器Rr108的电流通过合适电流传感器电路111感测且经由线路110耦接至连接至主控控制器电路102中的PW调变器开关SW2 125的涟波节点112。可利用如此项技术中已知的合适电流感测电路系统(诸如，与涟波电阻器Rr 108串联连接以生成表示流经涟波电阻器Rr 108的电流的电压的电阻器、耦接至涟波节点112的滤波器电路，或可用以感测流经涟波电阻器Rr 108的电流的任何其他合适技术)而实施电流传感器电路111。在任何情况下，耦接流经涟波电阻器Rr 108的电流至主控控制器电路102中的涟波节点112将彼电流加至在涟波节点112处存在的电流(gm*VDAC)，且借此确保受控控制器电路104中的涟波电压VRl的波形的曲率非常紧密接近主控控制器电路102中的涟波电压VR的波形的曲率。举例而言，参看图2中所描绘的例示性波形图，主控电压VR波形250在其斜降时的曲率非常紧密接近受控电压VRl波形252在其斜降时的曲率。因此，切换调节器100的负载瞬时事件的次谐波恢复效能相对于现有切换调节器的负载瞬时事件的次谐波恢复效能而显著加强。又，在瞬时负载条件下，与现有切换调节器相比，切换调节器100具有较高切换频率，减小的涟波，及实质上较好的总瞬时响应。
[0030]在操作中，主控控制器电路102中的电流槽115自涟波节点112汲取实质上恒定的电流gm*VDAC，且自涟波电容器Cr 117汲取电荷。将在线路110上的感测到的涟波电流加至在涟波节点112处的电流8111*￥04(:。当开关3￥2 125断开时，在涟波节点112处的电压VR实质上以恒定速率斜降。当在涟波节点112处的电压VR下降至负窗电压VW-的位准时，比较器113输出触发单稳电路以产生主控频率105的信号。又，主控频率105脉波(图2中的主控CLK)闭合开关SW2 125，且亦设定RS正反器142。在开关SW2 125闭合时，涟波电容器Cr 117上的电压VR快速上升(相对于主控CLK脉波的前边缘)至正窗电压VW+的位准。在主控频率脉波(主控CLK)结束之后，开关SW2 125断开且在涟波节点112处的电压VR如图2中所指示以实质上恒定的速率(除微小曲率以外)斜降。然而，如由图2中所描绘的波形图所说明，应注意，由于将来自受控控制器电路104的感测到的涟波电流加至主控控制器电路102中的涟波节点112处的电流，因此主控器的涟波电压VR 250及受控器的电压VRl 252的波形的曲率在该等电压斜降时彼此非常紧密接近。
[0031]图3描绘说明一些现有主控/受控峰值电流模式PWM切换调节器中的问题的波形图。更精确地，图3描绘在现有切换调节器中的负载插入(负载自低快速增加至高)期间出现的问题的实例。在不利用图1中所展示的受控至主控涟波电流耦接的情况下，主控涟波电压VR.MSTR 302及受控涟波电压VR_SLV 304在滞后窗(VW)306移动远离其稳态操作点(例如，在308处开始)时变得分离。当受控涟波电压VR(虚线)304远离主控涟波电压VR 302时，PW调变开启及关闭时间增加，此导致较低切换频率，增加的涟波，及在所涉及的切换调节器中的较不良总瞬时响应。应注意，此切换调节器中的受控器的涟波电压304已下降至远低于滞后窗306的下限(VW-)(例如，有效VW爆裂)。
[0032]具体言之，尽管现有峰值(或谷值)电流模式PWM切换调节器常常将涟波电阻器包括在受控控制器电路中，但此等切换调节器中的每一者中固有的设计缺陷为主控器的涟波电压及受控器的涟波电压的曲率在切换调节器的动态操作范围内显著不同。结果，现有峰值(或谷值)电流模式PWM切换调节器经历大信号异常、负载瞬时事件的次谐波恢复及动态输出电压转换期间的输出电压突增(例如，在利用动态DVID的情况下)。然而，如下文详细地描述，本发明提供将受控控制器电路中的涟波电阻器电流耦接至主控控制器电路的加强的切换调节器，其解决现有切换调节器中固有的上文所描述的设计缺陷。
[0033]举例而言，参看图3，应注意，当负载在308处插入时，受控VR电压波形304的斜率在负向上绝对值逐渐增加，而主控VR电压波形302的斜率保持相同。举例而言，涟波电压波形VR_MSTR 302及VR_SLV 304的斜率大致相同直至负载在308处增加。此时，受控VR电压波形304的曲率开始增加。受控VR电压波形304的曲率的增加由跨越受控器中的涟波电阻器生成的电压所引起。因此，受控VR电压304下降至远低于滞后窗VW 306(例如，有效VW爆裂)，且受控器中的PW调变器的开启时间因此显著增加。
[0034]图4描绘多相切换调节器400的示意性电路图，该多相切换调节器可用以实施本发明的第二例示性具体实例。举例而言，多相切换调节器400可用以实施一或多个多相峰值电流模式(或谷值电流模式)PWM切换调节器。在图4中所描绘的例示性具体实例中，多相峰值电流模式切换调节器包括多个交叉耦接式涟波电阻器电路。换言之，「交叉耦接式」可解释为意谓多相切换调节器400生成来自受控控制器电路的多个相的涟波电阻器(Rr)电流的经按比例调整的总和，且与该等相中的每一者及亦与主控频率产生器共享涟波电阻器(Rr)电流的经按比例调整的总和。在一个具体实例中，生成「经按比例调整的总和」或「按比例调整…的总和」意谓「平均」。因而，例如，图4中所展示的交叉耦接式涟波电阻器电路可用以将来自多个受控控制器电路的相电流耦接至主控控制器电路而不必将涟波电阻器包括在所涉及的主控控制器电路中。
[0035]在图4中所展示的例示性具体实例中，多相切换调节器400为相电流在任何数目(「N」)个相之间共享的多相峰值电流模式PffM切换调节器，其中N为大于一的任何正整数。在第二具体实例中，多相切换调节器400可经实施为相电流在N个相之间共享的多相谷值电流模式切换调节器。在图4中所描绘的具体实例中，多相切换调节器400包括主控控制器电路402、用于每一相的受控控制器电路404 (例如，对于在此具体实例中描绘的受控控制器电路404，N等于2)，及误差放大器406。在此具体实例中，主控控制器电路402包括虚线框408、410及412左边描绘的所有电路系统(如由垂直虚线指示)。主控控制器电路402的临限信号VTRIG在主控频率产生器405的第一输出端处产生，且正窗电压VW+在主控频率产生器405的第二输出端处提供。共同误差放大器406输出补偿电压VCOMP 407，其耦接至主控频率产生器405的输入端。滞后窗产生器电路403的输出端耦接至主控频率产生器405的第二输入端。主控控制器电路402及多个受控控制器电路(例如，针对一个例示性相的404)针对所涉及的多个相响应于输入补偿电压VCOMP 407而产生输出电压V0UT。
[0036]共同误差放大器406接收VOUT及VSET电压且输出补偿电压VC0MP，其用作两个相的触发电压VTRIG。然而，对于大于2的N，不同触发电压VTRIG响应于补偿电压VCOMP 407及相的数目N而通过滞后窗产生器403及主控频率产生器405产生，如下文将论述。此触发电压VTRIG经分布至N个相网络中的每一者，该等相网络在此具体实例中经描绘(虚线)为第一相网络408、第二相网络410等，直至最后或第N相网络412。相网络408至412耦接至生成输出电压VOUT的共同输出节点414。输出(滤波)电容器C连接于输出节点414与电路接地之间。
[0037]在第一例示性具体实例中，分别利用合适电流传感器电路415、417、‘"419来感测实际(「真实」)相电流ILl、IL2、...ILN，且借此量测该等相电流以分别提供对应电流感测电压VILl、VIL2、一VILN13电流感测电压VILl为与相电流ILl成比例的电压值，电流感测电压VIL2为与相电流VIL2成比例的电压值，且电流感测电压VILN为与相电流ILN成比例的电压值。在此具体实例中，电流感测电压VILl耦接至用于第一相网络408的相I电流值单元420，电流感测电压VIL2耦接至用于第二相网络410的相2电流值单元422，且电流感测电压VILN耦接至用于第N相网络412的相N电流值单元424。相电流值单元420、422、...424中的每一者针对通过用于所涉及的个别相网络的电流传感器直接或间接量测的每一「真实」电流值VILl至VILN而生成对应相电流值。来自相电流值单元420、422、...424的相电流值耦接至组合器426 (例如，加法器)的个别输入端，组合器将相电流值加在一起且输出相电流总和值VSUM。相电流总和值VSUM耦接至除法器428的输入端，该除法器将相电流总和值VSUM除以相的数目(N)，且将对应或经按比例调整的总和相电流值输出至滤波器430，诸如低通滤波器或其类似者。滤波器430将经按比例调整的总和相电流值分别提供至用于相网络408、
410、...412的多个组合器432、434、...436中的每一者的反相输入端。来自相电流值单元420、422、".424的每一相电流值分别耦接至输出电压值VRl至VRN的组合器432、434、".436中的对应者的非反相输入端。电压值VRl至VRN耦接至用于所涉及的相网络408、410、…412中的每一者的对应比较器438、440、...442的非反相输入端。
[0038]在第二例示性具体实例中，指示涟波电流信号的以合成方式产生的涟波电压在受控控制器电路中的每一者中生成且耦接至个别相电流值单元420、422、…424。应注意，在此具体实例中，术语「合成电流」、「合成电压」、「合成涟波电流」、「合成涟波电压」、「以合成方式产生的涟波电流」或「以合成方式产生的涟波电压」指涟波电容器的电压(例如，VR2)合成该等相的电感器(例如，L2)的涟波电流的事实。此外，当其在第二相受控控制器404中展示时，每一受控控制器电路中耦接于每一涟波电压节点与参考电压之间的涟波电阻器可用在其他具体实例中经调谐以实质上模拟或匹配经由或跨越涟波电阻器以其他方式生成的相同电流或电压的跨导放大器替换。因此，通过跨导放大器(444)生成的电流取代由所涉及的受控控制器电路中的涟波电阻器产生的电流。
[0039]具体言之，参看图4中所描绘的例示性受控控制器电路404，用跨导放大器444替换涟波电阻器(例如，图1中的Rr 108)。参考电压VREF耦接至放大器444的非反相输入端，且在涟波节点446处的相2涟波电压VR2耦接至放大器344的反相输入端。跨导放大器444的输出端耦接至涟波节点446。跨导放大器444将输入电压转换成输出电流。具体言之，跨导放大器444具有跨导增益gm2且因此将输入电压VREF与VR2之间的差放大gm2倍以提供输出电流12(例如，对于相2)。输出电流12耦接至涟波节点446。因而，电流12系根据等式12 = gm2*(VREF-VR2)而生成且施加至涟波节点446。跨导放大器444的输出阻抗实际上是恒定且高的。在图4中所描绘的例示性具体实例中，跨导放大器444的增益gm2通过选择gm2 = l/Rr2而调谐以追踪所替换涟波电阻器的值。因此，跨导放大器444有效地模拟典型地耦接于电压VREF与涟波电压VR2之间的所替换涟波电阻器(例如，图1中所展示的涟波电阻器Rr 108)的功能。
[0040]在此第二例示性具体实例中，跨导放大器444的输出电流12通过合适电流传感器电路448感测。可利用如此项技术中已知的合适电流感测电路系统(诸如，与电流12串联连接以生成与12成比例的电压的电阻器)而实施电流传感器电路448。感测到的电流12自相2合成电流信号区块422馈入至组合器426，在该组合器中，将感测到的电流12加至其他相的以类似方式感测的跨导放大器输出电流。用于相2的合成涟波电压VR2自相2合成电流信号区块422耦接至组合器434，且类似地，其他相的适当合成涟波电压耦接至彼等其他相的其他组合器(例如，432、436)。
[0041]总之，在图4中所描绘的例示性具体实例中，N个受控控制器电路中的每一者(例如，针对相2的404)经组态以利用「交叉耦接式Rr」或涟波电阻器电路来将彼受控器中的经按比例调整的总和涟波电阻器电流镜像复制至主控频率产生器电路405。将经按比例调整的总和涟波电阻器电流镜像复制至主控频率产生器电路405的此功能通过虚线409指示，该虚线将滤波器430的输出端处的经按比例调整的总和涟波电阻器电流值自节点450有效地耦接至主控频率产生器405中的涟波节点。
[0042]应注意，上文关于图1所描述的误差放大器106及主控控制器电路102可用于图4中所描绘的具体实例以执行所展示的滞后窗电路403、主控频率产生器405及误差放大器406的功能。举例而言，图4中所展示的虚线409可经描绘为耦接至图1中所展示的涟波节点115。误差放大器406可通过图1中的误差放大器106实施以利用图1中所展示的补偿电压VCOMP107产生补偿信号VCOMP 407。又，滞后窗电路403及主控频率产生器电路405可通过图1中所展示的主控控制器电路102实施。根据本申请案的教示内容，可执行误差放大器406、滞后窗电路403及主控频率产生器405的上文所描述功能的任何合适电路系统可用以自节点450接收经按比例调整的总和涟波电阻器电流值(或对应于经按比例调整的总和涟波电阻器电流值的电压)，且输出图4中所展示的正窗电压VW+及临限电压VTRIG。
[0043]触发电压VTRIG自主控频率产生器405耦接至一对比较器452、454中的每一者的非反相输入端。比较器452的反相输入端接收涟波电压VRN(例如，自组合器436输出)，且比较器454的反相输入端接收涟波电压VRl (例如，自组合器432输出)。比较器452的输出端耦接至边缘侦测模块456(对应于图1中的单稳电路)的输入端，且比较器454的输出端耦接至第二边缘侦测模块458的输入端。边缘侦测模块456的输出端耦接至RS正反器460的设定(S)输入端，且边缘侦测模块458的输出端耦接至RS正反器462的设定(S)输入端。RS正反器460的Q输出端提供第一P丽信号(P丽I)，且RS正反器462的Q输出端提供第二P丽信号(PWiK)t3HVMl信号親接至开关驱动器模块464的输入端，且PWM2信号親接至第二开关驱动器模块466的输入端。响应于PWMl信号，开关驱动器模块464控制其电子开关对之切换以产生相电流ILl。响应于PWM2信号，开关驱动器模块466控制其电子开关对之切换以产生相电流IL2。应注意，相2受控控制器电路404的比较器440亦为耦接于组合器434与RS正反器462之间的比较器440。因而，假定N个相控制器电路在结构上及功能性上类似，比较器438为相I受控控制器电路中的比较器且比较器442为相N受控控制器电路中的比较器。
[0044]总之，在图4中所描绘的例示性具体实例中，N个相网络(例如，408、410、412)在启动中交替以同等地共享至输出节点的电流负载以用于驱动负载。在具体实例的一个态样中，将N个受控控制器中的每一者的实际或「真实」输出相电流平均(亦即，生成经按比例调整的总和)，且与每一相共享输出相电流的经按比例调整的总和。在具体实例的第二态样中，将N个受控控制器中的每一者的实际或「真实」涟波电阻器电流平均(亦即，生成经按比例调整的总和)，且与每一相共享涟波电流的经按比例调整的总和。在具体实例的第三态样中，将N个受控控制器中的每一者的以合成方式产生(「合成」)的涟波电阻器电流平均(亦即，生成经按比例调整的总和)，且与每一相共享「合成」涟波电阻器电流的经按比例调整的总和。因此，根据本申请案的教示内容，受控控制器电路的涟波电阻器电流的经按比例调整的总和用于主控控制器电路中以通过使主控器的涟波电压及受控器的涟波电压的波形的曲率大致相同而加强切换调节器的效能。
[0045]图5描绘说明根据本发明的一个例示性具体实例的多相峰值电流模式切换调节器的加强效能的两个波形图，在该多相峰值电流模式切换调节器中，受控控制器中的涟波电阻器电流的经按比例调整的总和经镜像复制至主控频率产生器电路中。更精确地，图5描绘一个具体实例(下文关于图7A及图7B所描述)的例示性波形，其中主控控制器的滞后窗的大小根据以下等式减小为所涉及的受控控制器的作用中相的数目分之一:
[0046]Vw_master = Vw_slave/N，其中N等于作用中受控相的数目。
[0047]此关系实现以下的适当主控切换频率(Fsw):
[0048]Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等于作用中相的数目。
[0049]在此状况下，主控控制器的涟波电容器值Crjnaster可等于受控控制器的涟波电容器值Cr_slaVe，同时仍维持适当切换频率。通过在主控控制器及受控控制器两者中利用相同值涟波电容器Cr，可将涟波电阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器的时间常数，且借此将整个AC及DC受控涟波信息提供至所涉及的主控控制器。
[0050]具体言之，在图5中所展示的实例中，主控控制器电路及受控控制器电路中的涟波电容器Cr的值经选择为相等的。又，主控控制器电路中的滞后窗电压VW的值等于受控控制器电路中的滞后窗电压的值除以所涉及相的数目(参见下部波形集合)。将窗大小改变为I/N使主控器的频率等于受控器的频率乘以N，其中N为作用中受控相的数目。应注意，如图5中的下部波形中所指示，在将受控器的交叉耦接式涟波电阻器电流加至主控控制器电路之后，主控器及受控器中的电压VR的时间常数(例如，VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2)与未加有交叉耦接式涟波电阻器电流的上部波形中相比更紧密匹配。因此，下部波形图中表示的主控控制器电路及受控控制器电路的瞬时效能得以显著加强。
[0051]图6描绘说明根据本发明的第二例示性具体实例的多相峰值电流模式切换调节器的加强效能的两个波形图，在该多相峰值电流模式切换调节器中，受控控制器中的涟波电阻器电流的经按比例调整的总和经镜像复制于主控频率产生器电路中。更精确地，图6描绘一个具体实例(下文关于图8A及图SB所描述)的例示性波形，其中主控控制器的合成电流的斜率根据以下等式减小为所涉及受控控制器的作用中相的数目分之一:
[0052]gm_master = gm_slave*N，其中N等于作用中受控相的数目。
[0053]此关系实现以下的适当主控切换频率:
[0054]Fsw_master=Fsw_slave*N，其中N等于作用中相的数目。
[0055]在此状况下，主控控制器的涟波电容器的值Crjnaster可等于受控控制器的涟波电容器的值Cr_slaVe，同时仍维持适当频率。通过在主控控制器及受控控制器两者中利用相同值涟波电容器Cr，可将涟波电阻器Rr添加至主控控制器以匹配受控控制器的时间常数，且借此将整个AC及DC受控涟波信息提供至主控控制器。
[0056]具体言之，在图6中所展示的实例中，主控控制器电路及受控控制器电路中的涟波电容器Cr的值经选择为相等的。然而，在此具体实例中且不同于图5中所描绘的具体实例，主控控制器电路中的电流源的跨导的值(GM_MSTR)等于受控控制器电路中的电流源的跨导的值(GM_SLV)乘以所涉及相的数目(N)。应注意，如下部波形中所指示，在将受控器的交叉耦接式涟波电阻器电流加至主控控制器电路之后，主控器及受控器中的电压的时间常数VR_MSTR、VR_SLV1、VR_SLV2与未加有交叉耦接式涟波电阻器电流的上部波形中相比更紧密匹配。因此，由图6中的下部波形表示的主控控制器电路及受控控制器电路的瞬时效能相对于现有切换调节器中的主控控制器电路及受控控制器电路得到显著加强。又，应注意，使跨导值加倍(在此实例中，相的数目N=2)维持滞后窗的大小且因此用于维持信噪比(SNR)t^例而言，图5中所描绘的例示性具体实例将主控控制器的滞后窗减小为1/N。然而，主控控制器的滞后窗变得愈小，SNR变得愈差。因而，在图5中所描绘的具体实例中，若主控器的滞后窗(VW)增加以抑制SNR，则受控器的滞后窗(VW)变得较大，其导致潜在空余空间问题。然而，在图6中所描绘的具体实例中，维持滞后窗的大小。因此，与图5中所描绘的具体实例相比，不添加额外空余空间约束。
[0057]图7A及图7B描绘可用以实施图5中所展示的第一加强多相实施的例示性主控控制器电路系统的示意性电路图。在此例示性具体实例中，主控控制器的滞后窗大小减小为所涉及作用中相的数目分之一。一个可能实施为将电阻器区段/分支添加至窗产生器电路，且依据作用中受控相而在其间切换。在此状况下，电阻器必须经适当地设定大小以达成以下所要功能:
[0058]Vw_master = Vw_slave/N，其中N等于作用中受控相的数目。
[0059]又，在此例示性具体实例中，提供具有交叉耦接式涟波电阻器(Rr)电流的简化主控VR电路以产生所涉及的受控控制器的适当时间常数匹配。
[0060]具体言之，在图7A中所描绘的实例具体实例中，展示三相系统的主控控制器电路系统。所展示的窗产生器电路系统可用以自补偿电压VCOMP产生滞后窗电压Vff+及VW-。在其他具体实例中，额外电阻器区段/分支可经提供用于三个以上相。在图7A中所展示的具体实例中，在误差放大器的输出端处产生的补偿电压VCOMP耦接至补偿节点。电流源将窗电流IW提供至第一窗电阻器的在生成正窗电压VW+的正窗节点处的一端。第一窗电阻器的另一端连接至第二窗电阻器，且第二窗电阻器的另一端连接至第二相的生成正窗电压VW+的第二正窗节点。第二窗电阻器的另一端连接至第三窗电阻器，其连接至第三相的生成正窗电压VW+的第三正窗节点。第三窗电阻器的另一端连接至补偿节点。
[0061]补偿节点亦连接至第四窗电阻器的一端，且第四窗电阻器的另一端连接至第三相的生成负窗电压VW-的负窗节点。第三相的负窗节点连接至第五窗电阻器的一端，且第五窗电阻器的另一端连接至第二相的生成负窗电压VW-的第二负窗节点。第二负窗节点连接至第六窗电阻器的一端，且第六窗电阻器的另一端连接至第一相的生成负窗电压VW-的第三负窗节点。电流槽汲入来自第一相的负窗节点的窗电流IW。第一窗电阻器至第六窗电阻器中的每一者具有实质上相同的电阻，使得窗电压VW+及VW-在(例如)平衡窗电压组态中与补偿节点上的电压偏移实质上相同的量。第一开关组件选择用于所要数目个相的正窗节点，且第二开关组件选择用于所要数目个相的对应负窗节点。
[0062]在图7B中所描绘的实例具体实例中，所展示的电路系统可用以将受控控制器电路的交叉耦接式涟波电阻器电流加至所涉及的主控控制器电路。在此具体实例中，主控控制器中的涟波电容器及受控控制器中的涟波电容器的值经选择为实质上相同的。因而，图7B中所展示的电路系统可用以通过将受控控制器的涟波电流的总和(例如，ir_SLVl+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器的数目(例如，3)而生成待加至主控控制器的涟波电阻器电流irr的交叉耦接式经按比例调整的总和。
[0063]图8A及图SB描绘可用以实施图6中所描绘的第二加强多相具体实例的例示性主控频率产生器电路系统的示意性电路图。在此例示性具体实例中，主控控制器的涟波电压VR的斜率根据所利用作用中相的数目而增加。一个可能实施为将电流镜区段/分支添加至主控器的Cr下拉电流，该等电流镜区段/分支依据所涉及的作用中相的数目而接通。在彼状况下，电流镜将必须经适当地设定大小以达成以下所要功能:
[0064]gm_master = gm_slave*N，其中N等于作用中受控相的数目。
[0065]在此具体实例中，主控控制器及所有受控控制器的滞后窗VW实质上是相同大小。
[0066]具体言之，在图8A中所描绘的实例中，展示三相切换调节器系统的主控控制器电路系统。由于主控控制器及受控控制器的滞后窗实质上是相同大小，因此图8A中所展示的窗产生器电路系统可用以针对任何数目(例如，3)个相产生滞后窗电压VW+及VW-。在图8A中所展示的具体实例中，在误差放大器的输出端处产生的补偿电压VCOMP耦接至补偿节点。电流源将窗电流IW提供至第一窗电阻器的在生成正窗电压VW+的正窗节点处的一端。第一窗电阻器的另一端连接至补偿节点。补偿节点亦连接至第二窗电阻器的一端，且第二窗电阻器的另一端连接至生成负窗电压VW-的负窗节点。电流槽汲入来自负窗节点的窗电流IW。
[0067]图SB中所描绘的电路系统可用以将受控控制器电路的交叉耦接式涟波电阻器电流加至所涉及的主控控制器电路。在此具体实例中，主控控制器中的涟波电容器及受控控制器中的涟波电容器的值经选择为实质上相同的。因此，用于主控控制器中的电流源的跨导值实质上等于用于受控控制器中的电流源的跨导值乘以所涉及的受控控制器的数目。因而，图SB中所展示的电路系统可用以通过将受控控制器的涟波电阻器电流的总和(例如，ir_SLVl+ir_SLV2+ir_SLV3)除以所涉及的受控控制器的数目(例如，3)来生成待加至主控控制器的涟波电阻器电流irr的交叉耦接式经按比例调整的总和，而不将任何额外空余空间约束添加至设计。
[0068]图9描绘说明根据本发明的例示性具体实例实施的多相峰值电流模式PWM切换调节器的负载瞬时事件的加强次谐波恢复效能的仿真行为模型900。更精确地，图9A及图9B描绘在单相主控/受控控制器根据本发明的例示性具体实例而实施之前及之后的负载插入波形(例如，自低负载至高负载的快速转变)。一组波形(之前)展示在例示性具体实例的仿真实施之前的受控调变器信号VWP(滞后窗的顶部)、VWM(滞后窗的底部)，及受控器的涟波电压VR_slave(例如，以合成方式产生的涟波电流)。低频操作在受控器的涟波电压与主控器的涟波电压分离(例如，如图3中所说明)时清晰地可见。另一组波形展示在例示性具体实例的仿真实施之后(之后)的输出电压响应。在不实施具体实例的情况下，总输出电压负向尖峰及涟波增加。因此，输出滤波器电容必须增加以考虑效能的所得降级。又一组波形展示在实施具体实例之后的受控调变器信号VWP(滞后窗的顶部)、VWM(滞后窗的底部)，及VR_slave(受控合成电流)。此等波形展示受控器的涟波电压VR大致匹配主控器的预期涟波电压VR的波形(例如，如图2中所说明)。
[0069]具体言之，如902处所指示，应注意，在不将受控涟波电阻器电流加至主控器的情况下(之前)，在负载瞬时事件之后的次谐波恢复周期为大约15ySeC。相比而言，如904(其模型化本发明的一个具体实例的行为(之后))处所指示，在相同负载瞬时事件之后的次谐波恢复周期显著减少。因此，模拟展示根据本发明的例示性具体实例实施的多相峰值电流模式PffM切换调节器的负载瞬时事件的次谐波恢复效能相对于现有多相峰值电流模式PWM切换调节器的负载瞬时事件的次谐波恢复效能显著加强。
[0070]图10描绘说明根据本发明的一个例示性具体实例实施的多相峰值电流模式PffM切换调节器的在动态输出电压转换(例如，DVID)期间的加强输出电压突增效能的仿真行为模型1000。更精确地，图10描绘在3相主控/受控系统中的例示性具体实例的实施之前及之后的高速向下输出电压转换波形。一组波形展示在例示性具体实例实施之后的受控相电流(VRl至VR 3，指示为加粗、未加粗及虚线)中的每一者。应注意，此等受控相电流经良好平衡且恰当地维持在合适位准。此效能实现光滑输出电压衰减。第二组波形展示在例示性具体实例实施之前及之后的输出电压响应。在例示性具体实例实施之前，输出涟波经不良控制且较低频率受控切换导致输出电压突增。对比而言，输出端在例示性具体实例实施之后维持低噪声线性转换。又一组波形展示在例示性具体实例实施之前的受控器的涟波电压(VR)。此等波形展示延长切换时段及在动态输出电压转换期间导致输出电压突增的不良定相对准。
[0071]具体言之，如1002处所指示，应注意实质输出电压突增在受控器的涟波电阻器电流未加至主控器的情况下出现(之前的VOUT)。相比而言，如1004处所指示，对于根据本发明的例示性具体实例实施的模型化多相峰值电流模式PWM切换调节器，存在极少或无输出电压突增(之后的V0UT)。亦应注意，根据本发明之一或多个例示性具体实例实施的受控器中的电压VR的时间常数(顶部图-之后的受控VR)与现有受控器中(底部图-之前的受控VR)相比更紧密匹配。因而，图10说明根据本发明之一或多个例示性具体实例实施的峰值电流模式PffM切换调节器的频率效能相对于现有峰值电流模式PWM切换调节器的频率效能显著加强。
[0072]图11描绘电子系统1100的方块图，该电子系统可用以实施本发明的一个例示性具体实例。在所展示的例示性具体实例中，电子系统1100包括电力子系统1102、数字处理器单元1110及周边装置子系统1112。举例而言，数字处理器单元1110可为微处理器或微控制器及其类似者。周边装置子系统1112包括用于储存通过数字处理器单元1110处理的数据的内存单元1114，及用于将数据传输至内存单元1114及数字处理器单元1110及自内存单元1114及数字处理器单元1110接收数据的输入/输出(I/O)单元1116。在图11中所描绘的例示性具体实例中，电力子系统1102包括切换调节器1104，及用于控制切换调节器1104的调变及切换频率的调变器1106。切换调节器1104经由线路1108提供调节电压以向数字处理器单元1110及周边装置子系统1112中的电子组件供电。在所展示的例示性具体实例中，可(例如)利用图4中所描绘的多相峰值电流模式PWM切换调节器400而实施切换调节器1104。在一或多个具体实例中，电子系统1100的组件可实施于一或多个集成电路、晶圆、芯片或晶粒中。
[0073]尽管本文中已说明并描述特定具体实例，但一般熟习此项技术者将了解，经计算以达成相同目的的任何配置可取代所展示的特定具体实例。因此，明显预期本申请案仅由权利要求及其等效物限制。
【主权项】
1.一种控制一电流模式PWM切换调节器的方法，其包含: 在该切换调节器中产生一第一涟波电压； 用该第一涟波电压控制该切换调节器中的一第一 PWM开关的一切换频率； 将该第一涟波电压耦接至该切换调节器中的一第二涟波节点； 在该第二涟波节点处回应于该第一涟波电压而产生一第二涟波电压;及 用该第二涟波电压控制该切换调节器中的一第二开关的一切换频率。2.根据权利要求1所述的方法，其中该产生该第一涟波电压包含在该切换调节器中的一受控控制器电路中产生该第一涟波电压，且该产生该第二涟波电压包含在该切换调节器中的一主控控制器电路中产生该第二涟波电压。3.根据权利要求1所述的方法，其中该产生该第二涟波电压包含将该第一涟波电压加至在该切换调节器中的一主控控制器电路中的一涟波电容器上生成的一电压。4.根据权利要求1所述的方法，其中该方法在一多相峰值电流模式PWM切换调节器或一多相谷值电流模式PWM切换调节器中执行。5.根据权利要求1所述的方法，其中该产生该第一涟波电压包含在一第一半导体集成电路、晶圆、芯片或晶粒上的一受控控制器电路中产生该第一涟波电压，且该产生该第二涟波电压包含在一第二半导体电路、晶圆、芯片或晶粒上的一主控控制器电路中产生该第二涟波电压。6.—种控制一电流模式涟波调节器的方法，该电流模式涟波调节器包括一或多个相、对应于该一或多个相的一或多个相控制器及一主控控制器，该方法包含: 响应于一误差放大器的一输出信号而产生两个临限电压； 响应于一主控涟波电压及该两个临限电压而产生一主控频率信号； 产生对应于该每一或多个相的一或多个涟波电压； 产生与该一或多个涟波电压相关联的一或多个涟波电流； 产生该一或多个涟波电流的一经按比例调整的总和涟波电流； 将该经按比例调整的总和涟波电流耦接至该主控涟波电压； 将该经按比例调整的总和涟波电流耦接至该一或多个涟波电压;及响应于该对应涟波电压及该两个临限电压而产生对应于该一或多个相中的每一者的一 PffM控制信号。7.根据权利要求6所述的方法，其中该电流模式涟波调节器包含一合成电流模式涟波调节器，且该产生一或多个涟波电压包含产生一或多个合成涟波电压。8.根据权利要求6所述的方法，其中该产生该两个临限电压包含响应于一补偿信号而产生该两个临限电压。9.根据权利要求6所述的方法，其中该产生该主控频率信号包含该主控控制器中的一主控频率电路产生该主控频率信号。10.根据权利要求6所述的方法，其中该产生该经按比例调整的总和涟波电流包含一加总及平均电路产生一平均涟波电流。11.一种切换调节器，其包含: 一主控控制器电路;及 一受控控制器电路，其耦接至该主控控制器电路，其中该受控控制器电路经组态以在一第一涟波节点处产生一涟波电流，且一传感器电路经组态以感测该第一涟波节点处的该涟波电流且将该感测到的涟波电流传送至该主控控制器电路中的一第二涟波节点。12.根据权利要求11所述的切换调节器，其中该涟波电流包含流经该受控控制器电路中的一涟波电阻器的一电流。13.根据权利要求11所述的切换调节器，其中该涟波电流包含一以合成方式产生的涟波电流。14.根据权利要求11所述的切换调节器，其中该切换调节器包含一峰值电流模式脉波宽度调变(PWM)切换调节器或一谷值电流模式PWM切换调节器。15.根据权利要求11所述的切换调节器，其中该传感器电路经组态以感测该涟波电流，生成与该感测到的涟波电流相关联的一涟波电压，且将该涟波电压传送至该第二涟波节点。16.根据权利要求11所述的切换调节器，其中该第一涟波节点连接至该受控控制器电路中的一第一 PWM开关及一第一涟波电容器，且该第二涟波节点连接至该主控控制器电路中的一第二开关及一第二涟波电容器。17.根据权利要求11所述的切换调节器，其进一步包含耦接至该主控控制器电路的一误差放大器电路，及耦接至该受控控制器电路的一相位输出电路，其中该相位输出电路经组态以生成该切换调节器的一输出电压，且该误差放大器电路经组态以生成一补偿信号以将该输出电压维持在一实质上恒定的值。18.—种多相切换调节器，其包含: 一主控控制器电路，其包括多个相网络，其中该多个相网络中的每一相网络经组态以生成该多相切换调节器中的一对应相电流;及 多个受控控制器电路，其中该多个受控控制器电路中的每一受控控制器电路经组态以生成一对应涟波电流且将该对应涟波电流传送至该主控控制器电路，且其中该主控控制器电路经组态以自该多个对应涟波电流生成一经按比例调整的总和涟波电流值，且与该多个相网络中的每一相网络共享该经按比例调整的总和涟波电流值以生成该对应相电流。19.根据权利要求18所述的多相切换调节器，其中该多个受控控制器电路中的该每一受控控制器电路经组态以生成一基于涟波电阻器的对应涟波电流或一对应合成涟波电流中的一者。20.根据权利要求18所述的多相切换调节器，其中该主控控制器电路包括一主控频率产生器电路，该主控频率产生器电路经组态以接收该经按比例调整的总和涟波电流值且产生一正窗电压及一触发电压以控制该每一相网络中的该相电流。21.根据权利要求18所述的多相切换调节器，其中该每一受控控制器电路包括经组态以感测该对应涟波电流且将其传送至该主控控制器电路的一对应传感器电路。22.根据权利要求20所述的多相切换调节器，其进一步包含耦接至该主控频率产生器电路的一误差放大器电路及一滞后窗产生器电路。23.根据权利要求18所述的多相切换调节器，其中该多相切换调节器包含一多相峰值电流模式PWM切换调节器或一多相谷值电流模式PWM切换调节器。24.—种电子系统，其包含: 一数字处理器； 一周边装置子系统，其耦接至该数字处理器;及 一电力子系统，其耦接至该数字处理器及该周边装置子系统的电路组件且经组态以产生一输出电压以向该数字处理器及该周边装置子系统的该等电路组件供电，其中该电力子系统包括经组态以调节该电力子系统的一输出电压的一切换调节器，该切换调节器包含一主控控制器电路及耦接至该主控控制器电路的至少一个受控控制器电路，且该至少一个受控控制器电路包括经组态以生成一涟波电流的一第一涟波节点，及经组态以感测该涟波电流且将该感测到的涟波电流传送至该主控控制器电路中的一第二涟波节点的一传感器电路。25.根据权利要求24所述的电子系统，其中该切换调节器包含一多相峰值电流模式或谷值电流模式PWM切换调节器。
【文档编号】H02M1/14GK105991030SQ201510977411
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2015年12月23日
【发明人】史蒂夫·劳尔
【申请人】英特希尔美国公司