0的第二反相输入端2202。
[0036]进一步地，第四放大电阻R24与第三放大电容C23并联，且第四放大电阻R24的第一端(如左端)连接至第三放大电阻R23的第二端及第二运算放大器220的第二反相输入端2202，第四放大电阻R24的第二端(如右端)连接至第二运算放大器220的第二输出端2203，该第二输出端2203连接至所述控制开关221。
[0037]在本实施例中，第二运算放大器220的第二同相输入端2201与第二反相输入端2202之间的电压差值经过误差放大处理后产生一个误差电压，该误差电压通过第二运算放大器220的第二输出端2203和控制开关221输入到电流检测电路23中。
[0038]具体而言，第二运算放大器220可以是一个误差放大器，该第二运算放大器220的第二同相输入端2201连接第一运算放大器210的第一输出端2103，用于获取第一运算放大器210输出的补偿输出电压，该第二运算放大器220的第二反相输入端2202连接外部基带电路提供的APC电压。所述误差放大电路22将电池电压及温度补偿电路21的补偿输出电压与外部基带电路提供的APC的差值电压做误差放大处理，得到一个误差电压，并通过控制开关221将该误差电压传输至电流检测电路23，作为电流检测电路23的参考电压，通过电流检测电路23实现对待检测电路24的电流检测和功率控制。也就是说，在本实施例中，外部基带电路的APC电压决定着第二运算放大器220输出的误差电压的大小，并最终决定电流检测电路23的功率控制电压的大小。
[0039]所述电流检测电路23包括:第一取样电阻R30、第二取样电阻R31、第一调节电阻R32、第二调节电阻R34、第三调节电阻R35、第一三极管231、第二三极管232、偏置电阻R33、第一分压电阻R36、第二分压电阻R37、第一检测电容C31、第二检测电容C32。
[0040]第一取样电阻R30与第二取样电阻R31并联，第二取样电阻R31的第一端(如左端)与第二三极管232的射极2321之间连接有第一调节电阻R32，第二取样电阻R31的第二端(如右端)与第一三极管231的射极2311之间连接有第二调节电阻R34。第一三极管231的基极2312与第二三极管232的基极2322相连，并连接至第二三极管232的集电极2323，第二三极管232的集电极2323通过偏置电阻R33连接至误差放大电路22输出端的控制开关221，且第一三极管231的基极2312与第二三极管232的基极2322通过第一检测电容C31连接到地。
[0041]进一步地，第一三极管231的集电极2313连接至第三调节电阻R35的第一端(如上端)，第三调节电阻R35的第二端(如下端)接地。第一分压电阻R36的第一端(如左端)与第三调节电阻R35的第一端连接，第一分压电阻R36的第二端(如右端)作为电流检测电路23的输出端VGG(即功率控制电压)。第二分压电阻R37的第一端(如上端)连接至第一分压电阻R36的第二端，第二分压电阻R37的第二端(如下端)接地。第二检测电容C32的第一端(如上端)连接至第一分压电阻R36的第二端，第二检测电容C32的第二端(如下端)接地。
[0042]在本实施例中，所述电流检测电路23通过第一取样电阻R30、第二取样电阻R31与待检测电路24连接，其中，第一取样电阻R30与待检测电路24中的检测开关241连接，第二取样电阻R31与待检测电路24中的检测电阻R41连接，待检测电路24可以为DMR设备中的常规的射频电路，由于是常规电路，关于待检测电路24中其它元件结构参阅图4所示，在此不再赘述。
[0043]所述电流检测电路23用于检测待检测电路24所消耗的电流，得到一个检测电流。具体而言，所述第二取样电阻R31对待检测电路24的电流进行取样，取样得到的电流即为该第二取样电阻R31流过的电流(通过第二取样电阻R31两端的电压Vl和V2之间的电压差计算得出)，即待检测电路24的检测电流。上述第一三极管231和第二三极管232为类型一样的三极管，比如都是PNP型三极管时，该电流检测电路23的取样效果最好。所述电压Vl可以是电池电压，所述电压V2可以是供电电压。
[0044]进一步地，所述电流检测电路23根据该检测电流的大小与误差放大电路22传输来的误差电压的大小来确定功率控制电压的大小，以控制待检测电路24的输出功率。具体而言，以误差放大电路22传输来的误差电压作为参考电压，再根据检测电流的大小确定功率控制电压的大小，检测电流越大功率控制电压越低，检测电流越小功率控制电压越高，即功率控制电压和检测电流成反比。
[0045]在图4中，误差放大电路22输出的参考电压(即误差电压)可以调整第二三极管232的工作电流，并给第一三极管231的基极2312提供偏置电压，V2为待检测电路24的供电电压，根据发射功率的不同流过R30和R31的检测电流就不同，在R30和31上形成的压降也不同，即供电电压随电流变化，检测电流越大供电电压越小，检测电流越小供电电压越大。供电电压与第一三极管231的基极2312的偏置电压的差值决定了第一三极管231的集电极2313的电流Ic，进而决定在第三调节电阻R35上面得到的电压，即功率控制电压VGG。检测电流变大，供电电压变小，第一三极管231的集电极2313的电流Ic变小，功率控制电压VGG变小；反之检测电流变小，供电电压变大，第一三极管231的集电极2313的电流Ic变大，功率控制电压VGG变大，即功率控制电压VGG与检测电流成反比。
[0046]在本实施例中，所示第二三极管232用于控制第一三极管231的射极2311与基极2312之间的偏置电压，所述偏置电压是指第一三极管231的射极2311与基极2312之间存在的电位差，而第二三极管232可以调整这个电位差，以提高电流检测电路23的检测精度。
[0047]进一步地，通过调整第一调节电阻R32、第二调节电阻R34与第一取样电阻R30、第二取样电阻R31的比例关系，可以确定该电流检测电路23能够识别的电流的动态范围，使得该电流检测电路23的应用范围比较广泛。在其它实施例中，所述第一调节电阻R32和第二调节电阻R34也可以去除，此时，第二取样电阻R31直接连接于第一三极管231的射极2311与第二三极管232的射极2321之间。
[0048]在本实施例中，利用电流检测电路23直接控制待检测电路24的功率，所述电流检测电路23(—种闭环控制环路)中去除了 RC积分电路(运放积分电路)，使电流检测端到功率控制电压端的延时大大减小。
[0049]进一步地，由于减小了电流检测端到功率控制端存在的延时，从而有效避免了功率上升曲线出现突起及控制电路引起功放自激(PA自激)的问题，提高了产品的可靠性。本实施例与现有技术关于功率上升时间的改善效果对比示意图参阅图5A-图5B所示，其中，图5A代表现有技术中的功率上升时间的示意图，图5B代表本实施例中的功率上升时间的示意图。
[0050]进一步地，由于将误差放大电路22置于电流检测电路23的前端，这样既可以满足瞬态功率上升下降控制要求，又可以满足稳态闭环控制环路延时小的要求，同时有效扩展了电流检测的动态范围。本实施例与现有技术关于电