滤波电路2，所述有源滤波电路2的第一输入端与所述整流器I的正输出端相连，所述有源滤波电路2的第二输入端与所述整流器I的负输出端相连；
[0055]至少I个与所述有源滤波电路2相连的逆变器模块3，所述逆变器模块3的第一输入端与所述有源滤波电路2的第一输出端相连，所述逆变器模块3的第二输入端与所述有源滤波电路2的第二输出端相连。
[0056]其中上述实施例中所述整流器I可以采用现有技术中的任意一种类型的整流器，所述图1中给出的桥式整流器的示意结构只是为了能够更好地对本申请公开的技术方案进行说明。
[0057]参见本申请上述实施例中公开的技术方案可知，本申请公开的上述技术方案中，采用有源滤波电路对所述整流器的输出电流进行滤波处理，由于有源滤波电路采用IGBT斩波方式来控制流过电抗器的电流，将单向交流转换成纹波较小的直流，滤除了负载带来的谐波并起到了校正功率因数的作用，因此，用户可通过向所述有源滤波电路输出特定的斩波信号以使得电抗器上的电流连续且与整流器的输入电压相位保持一致，从而可使得所述电抗器上的波纹减小，导致电抗器的损耗以及其发出的热量也就较小，因此使得所需设计的电抗器的体积减小。
[0058]考虑到所述应用本申请上述实施例公开的变频器主电路的变频器的应用环境(轨道车辆空调)，所述有源滤波电路优选为PFC BOOST型有源滤波电路。
[0059]本申请还公开了两种有源滤波电路，其结构参见图1和图2所示；
[0060]参见图1，本实施例公开的所述有源滤波电路为PFCBOOST型电路，其由第一电抗器L1、第一二极管D1、第一功率开关管Kl、第一电容Cl和第一电阻Rl组成，上述各个电子元件的连接关系为:
[0061]所述第一电抗器LI的第一端作为所述有源滤波电路2的第一输入端;所述第一功率开关管Kl的第一端与所述第一电抗器LI的第二端相连，所述第一功率开关管Kl的第二端作为所述有源滤波电路2的第二输入端;所述第一二极管Dl的阳极与所述第一电抗器LI的第二端相连;所述第一电容Cl的第一端与所述第一二极管Dl的阴极相连、第二端与所述第一功率开关管Kl的第二端相连，所述第一电容Cl的第一端作为所述有源滤波电路2的第一输出端、第二端作为所述有源滤波电路2的第二输出端;所述第一电阻Rl与所述第一电容Cl并联。
[0062]参见图2，本实施例公开的所述有源滤波电路为PFCBUCK电路，其由第二电抗器L2、第二二极管D2、第二功率开关管K2、第二电容C2、第三电容C3和第二电阻R2组成，上述各个电子元件的连接关系为:
[0063]所述第二功率开关管K2的第一端作为所述有源滤波电路2的第一输入端;所述第二电容C2与所述第二功率开关管K2并联;所述第二二极管D2的阴极与所述第二功率开关管K2的第二端相连、阳极作为所述有源滤波电路2的第二输入端;所述第二电抗器L2的第一端与所述第二功率开关管K2的第二端相连、第二端作为所述有源滤波电路2的第一输出端;所述第三电容C3的第一端与所述第二电抗器L2的第二端相连、第二端与所述第二二极管D2的阳极相连，所述第三电容C3的第二端作为所述有源滤波电路2的第二输出端;所述第二电阻R2与所述第三电容C3并联。
[0064]上述实施例中，所述电抗器上电流纹波大小与输入输出电压压差相关，压差越大时，纹波电流也越大，电抗器的损耗也越大。由于铁路电网波动幅度较大，如果让有源滤波电路输出固定值电压，则在整流器的输入电压较低时，输入输出压差会很大，相应的电抗器的损耗也会很大，因此也会导致电抗器的体积增大。为了解决这个问题，参见图3，申请人公开了上述输出电压随输入电压变化的有源滤波电路，其控制原理可以为:采用双闭环控制方式，其中，内环控制电抗器上的电流Iin，外环控制输出电压Vo。外环输出目标电压值Vref跟随整流器的输入电压实时变化，以保证所述目标电压值Vref与所述整流器的输入电压维持在预设差值范围内；计算和输出所述有源滤波电路的输出电压Vo与所述目标电压值Vref的差值，将所述差值与整流器的输入电压的绝对值相乘后，便可得到波形与整流器的输入电压一致的目标电流值Iref。内环将电抗器采样电流I in与所述目标电流值Iref进行比较，形成闭环负反馈输出用于调节所述功率开关管开关频率的控制信号，从而调节电抗器电流Iin的变化。参见图3，所述有源滤波电路的控制电路可以包括:基准信号发生器41、减法器42、乘法器43、绝对值电路44、以及电流控制型脉宽调制器45;
[0065]所述基准信号发生器41，用于输出与整流器的输入电压Vin的差值在预设范围内的目标电压值Vref，即所述基准信号发生器41用于给定输出电压参考值Vref，所述Vref根据整流器的输入电压Vin实时变化，以保持所述目标电压值Vref与整流器的输入电压Vin峰值的差值在预设范围内；
[0066]所述减法器42的一端与所述基准信号发生器41的输出端相连，另一端与所述有源滤波电路的输出端相连用于获取所述有源滤波电路2的输出电压V0，所述减法器42用于输出所述目标电压值Vref与所述有源滤波电路2的输出电压VO之间的电压差AU;
[0067]所述绝对值电路44的输入端与整流器的输入端相连，用于将整流器的输入电压Vin经绝对值处理后进行输出；
[0068]第一输入端与所述绝对值电路44的输出端相连、第二输入端与所述减法器42的输出端相连的乘法器43，所述乘法器43用于将所述电压差AU与所述整流器的输入电压Vin的绝对值相乘后得到目标电流值Iref;
[0069]所述电流控制型脉宽调制器44的第一输入端用于采样所述电抗器的输出电流Iin，第二端输入端与所述乘法器的输出端相连，输出端与所述有源滤波电路中的功率开关管的控制端相连(所述功率开关管可以由为反向并联的开关管和二极管构成)，用于依据所述电抗器的输出电流和所述目标电流值输出脉冲宽度调制信号PWM，以使得所述电抗器的输出电流和所述目标电流值保持一致。其中，当所述有源滤波电路为图1所示的有源滤波电路时，所述功率开关管指的是图1中的Kl，当所述有源滤波电路为图2所示的有源滤波电路时，所述功率开关管指的是图2中的K2。
[0070]为了保证所述电压差AU的稳定性、优化控制性能，本申请上述实施例中，所述减法器42与所述乘法器43之间还设置有PI调节器43，所述PI调节器43用于对所述电压差AU优化处理后发送给乘法器43。
[0071]在控制系统中，输入信号一般是模拟量，为了便于对数据处理，需要将所述模拟量变换为数字量，因此本申请上述实施例中，在所述整流器的输入电压输入至所述乘法器44之前，还可以进行一次Z变换。所述减法器42的输出信号输入至所述PI调节器之间也可进行一次Z变换。
[0072]当所述有源滤波电路为PFCBOOST型有源滤波电路时，所述PFC BOOST型有源滤波电路时将单向交流输入转换成纹波较小的直流输出，滤除了负载带来的谐波并起到了校正功率因数的作用，进而减小了对外部电网的影响。由于电抗器上电流纹波与输入、输出电压压差相关，压差越大时，纹波电流也越大，电抗器的损耗也越大。由于大铁路电网波动幅度较大，如果让所述PFC BOOST型有源滤波电路输出固定值电压，在电网电压较低时，有源滤波电路的输入、输出压差会很大，相应的电抗器损耗也会很大。为了解决这个问题，将有源滤波设计成输出随输入变化的形式，软件控制时，加大PI调节器的积分控制程度，使变化速度缓较慢就不会对后续的逆变部分产生影响。
[0073]参见图3所示的有源滤波电路的主电路，其控制方式为由一个电压外环和一个电流内环组成双闭环式控制。目标电压值Vref根据整流器的输入电压Vin峰值实时变动，使得所述目标电压值Vref与整流器的输入电压Vin峰值维持一个较小的压差。经过PI调节器后的电压差值A U与整流器的输入电压Vin绝对值相乘得到目标电流值Iref，所述目标电流值Iref与整流器的输入电压Vin相位相同，幅值与AU相关。所述电流控制型脉宽调制器将所述目标电流值Iref与输入电流I in作比较，并转换成PffM输出驱动IGBT，从而控制I in的幅值和相位。