一种单相并网lcl型逆变器系统的制作方法
【专利摘要】本实用新型涉及并网逆变控制领域，具体涉及一种单相并网LCL型逆变器系统。该系统是基于在不升高直流母线电压的前提下，在逆变器结构及调制方式确定的基础上，仅利用直流母线电压和并网电流即可以得到全部的LCL滤波器设计参数，即逆变器输出侧电感Li、电网侧电感Lg和滤波电容Cf，及谐振频率fres，完成LCL滤波器参数的设计。该系统不仅能有效抑制开关频率处以及高次谐波，满足滤波性能的要求，而且能够降低并网逆变器直流母线电压的限制，实现较低直流母线电压下的逆变器并网运行；同时设计方法直观实效，计算简便，省去了反复试凑、迭代的步骤，简单快捷。
【专利说明】
一种单相并网LCL型逆变器系统
技术领域
[0001] 本实用新型涉及并网逆变控制领域，具体涉及一种单相并网LCL型逆变器系统。
【背景技术】
[0002] 随着环境污染和化石能源危机的不断加剧，清洁的可再生能源得到了快速的发 展，其中太阳能、风能等新能源发电的并网控制研究更是备受国内外关注。并网逆变器作为 新能源发电并网的关键装置，由于其一般采用高频的SPWM调制，将导致大量的高频谐波电 流流入电网，对电网中的EMI敏感设备产生干扰，因此并网逆变器必须配备输出滤波器装 置。相较于传统的L型滤波器，人们通常选择高频谐波抑制能力更强的LCL滤波器作为并网 逆变器的滤波装置。
[0003] 对于不同的LCL滤波器设计方法，目前已有很多文献进行了详细地介绍。申请公布 号为CN104242617A的中国专利，名称为《一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法》，该 方法基于桥臂输出电压抑制比，在逆变器结构及调制方式确定的基础上，通过选取谐振频 率和逆变器开关频率处的谐波衰减比例系数，完成对LCL保证对滤波性能的要求，同时通过 优化设计使得滤波电感和滤波电容取值最小。
[0004] 申请公布号为CN102263417A的中国专利，名称为《光伏并网用逆变器中LCL滤波器 混合阻尼参数设计方法》，该方法采用了主动阻尼和被动阻尼协同工作的方法对LCL滤波器 的谐振进行抑制。主动阻尼部分采用滤波器电容电流反馈的控制方法，被动阻尼部分采用 滤波电容串联阻尼电阻的方法。对于一个LCL滤波器，在保证足够的阻尼系数的情况下，计 算被动阻尼所需的阻尼电阻大小，以及主动阻尼的反馈系数，并对设计的协同控制阻尼方 案进行校验，并使阻尼电阻的损耗尽可能小。
[0005] 授权公告号为CN103078321A的中国专利，名称为《一种光伏并网与有源滤波统一 控制的LCL滤波器的设计方法》，该方法首先确定LCL滤波器的总电感值L T、滤波电容值Cf以 及谐振频率fres，然后根据它们三者的约束条件确定总电感值L T以及滤波电容Cf的上限值， 最后推算得到Li、Ls、Cf。
[0006] 授权公告号为CN203859519U的中国专利，名称为《LCL滤波器以及风电并网无源滤 波系统》，其技术特征为"一种LCL滤波器，包括逆变器侧电感、第一电解电容、第二电解电容 以及网侧电感;所述第一电解电容的正极与第二电解电容的正极相接;所述第一电解电容 的负极通过所述逆变器侧电感电学连接至所述LCL滤波器的输入端，所述第一电解电容的 负极同时通过所述网侧电感电学连接至所述LCL滤波器的输出端;所述第一电解电容与第 二电解电容轮流工作，实现对输入端接收到的输入电压的滤波。"
[0007] 授权公告号为CN20 3 84019 2U的中国专利，名称为《一种并网逆变器输出滤波器》， 其技术特征为"一种并网逆变器输出滤波器，其包括:无源滤波器，所述无源滤波器包括N个 相互并联的滤波电容支路；串联在Μ个所述相互并联的滤波电容支路中的每一个滤波电容 上的阻尼电阻，其中Ν和Μ均为正整数且1SMSN-1;以及并联在每一个所述阻尼电阻上的旁 路电感。"
[0008] 以上这些系统和方法结构复杂，滤波效果差，功耗大，而且需要反复迭代试凑才能 达到设计要求。
【发明内容】
[0009] 鉴于上述提出的技术问题，本实用新型的目的在于提供一种单相并网LCL型逆变 器系统，该系统在不升高直流母线电压的前提下，仅利用直流母线电压和并网电流即可以 得到全部的LCL滤波器设计参数，即逆变器输出侧电感1^、电网侧电感L g和滤波电容Cf，及谐 振频率fras，从而实现逆变器的成功并网。
[0010] 为了解决以上提出的问题，本实用新型采用如下的技术方案：
[0011] -种单相并网LCL型逆变器系统，包括直流侧输入滤波电容Cd。，逆变器和滤波器， 其中所述逆变器由四个相互电学连接在一起的单相全桥逆变器的开关管S1~S4组成，用于 将输入的直流电压逆变为交流电压;所述滤波器为LCL滤波器，包括逆变器输出侧电感 U、电网侧电感Lg和滤波电容Cf，所述逆变器输出侧电感1^电学连接至所述LCL滤波器的输 入端，所述电网侧电感1^电学连接至所述LCL滤波器的输出端;所述LCL滤波器的输入端耦 接至所述逆变器，所述LCL滤波器的输出端耦接至电网；所述LCL滤波器对所述逆变器传输 的交流电压进行滤波后，传输至电网。
[0012] 在所述LCL滤波器电容支路串联一个阻尼电阻，阻尼电阻一般取值为所述滤波电 容Cf容抗的1/3。
[0013] 所述LCL滤波器各参数的限制条件为：
[0019] 式中:P为逆变器并网功率，Limax为最大的逆变器侧滤波电感值，Iimin为逆变器输出 电流最小值，ω为电网基波角频率，U g为电网电压基波有效值，Ig为并网电流的基波有效值， fg为电网频率，fres为LCL滤波器的谐振频率，f s为LCL滤波器的开关频率。
[0020] 与现有技术相比，本实用新型的有益效果在于：
[0021] 本实用新型提供了一种单相并网逆变器LCL型系统，该系统是基于在不升高直流 母线电压的前提下，在逆变器结构及调制方式确定的基础上，仅利用直流母线电压和并网 电流即可以得到全部的LCL滤波器设计参数，完成LCL滤波器参数设计。经验证后表明该LCL 滤波器能有效抑制开关频率处以及高次谐波，满足滤波性能的要求;设计方法直观实效，计 算简便，省去了反复试凑、迭代的步骤，简单快捷。
【附图说明】
[0022] 为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需 要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实 施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图 获得其它的附图，其中：
[0023] 图1为单相并网LCL型逆变器拓扑结构图；
[0024] 图2为单相LCL滤波器的谐波等效模型图；
[0025] 图3为LCL滤波器传递函数Bode图；
[0026] 图4(a)为电网电压和并网电流波形图；
[0027] 图4(b)为电网电压和并网电流放大图（0.15s~0.2s);
[0028] 图5为并网电流的频谱分析图；
[0029]图6为仿真和实验中LCL滤波器传递函数Bode图；
[0030]图7为电网电压和并网电流的实验波形图。
【具体实施方式】
[0031]逆变器系统的设计主要包括逆变器拓扑结构的设计和LCL滤波器的参数设计，而 LCL滤波器的参数设计涉及到逆变器输出侧电感U、电网侧电感Lg和滤波电容Cf，及谐振频 率f res等参数的选择，这四个参数相互耦合、相互影响，且其选择直接影响滤波效果。下面将 结合本实用新型实例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。 显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于实用新 型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施 例，都属于本实用新型保护的范围。
[0032]图1为单相并网LCL型逆变器拓扑结构图。图中udc为直流母线电压，id。为逆变器输 入侧直流电流，Cdc为直流侧输入滤波电容，S1~S4为单相全桥逆变器的四个开关管，逆变器 输出通过LCL滤波器并入电网，UUPCf分别为LCL滤波器的逆变器输出侧电感、电网侧电 感以及滤波电容，其中忽略各滤波元件UUP&的内阻影响，m、i^别为逆变器输出电压 和电流，u g、ig分别为电网电压和并网电流。
[0033] 由图1所示单相LCL滤波器拓扑，不难导出逆变器输出电压m、逆变器输出电流^与 电网电压ug、并网电流i g的关系如下：
[0034] Ui(s) = (l+s2LiCf )ug(s) + [s3LiLgCf+s(Li+Lg) ] ig(s) (1)
[0035] ii(s) = sCfUg(s) + ( l+s2LgCf) ig(s) (2)
[0036] 对于正弦稳态基波分量，取s = jco，则式（1)、（2)可化为：
[0037]
[0038]
[0039] 其中，ω为电网基波角频率，Γ,、/,分别为逆变器输出电压和电流的基波有效值向 量，^ 分别为电网电压和并网电流的基波有效值向量。
[0040] 为了充分利用前级新能源发出的电能，通常控制逆变器的并网功率因数为1，即此 时电网电压和并网电流被控制为同频同相，因此有
[0041]
(5)
[0042] 式中，a为一常数，P为逆变器并网有功功率。
[0043] 将式(5)代入式(3)，得逆变器输出电压基波有效值Ui为
[0044]
[0045] 传统LCL滤波器的设计是在满足开关频率处纹波抑制要求的前提下，尽量节约总 的电感磁心材料，以设计出最优的LCL滤波器参数值，此时co 2UCf的数值通常在10-2数量级， 工程上可忽略不计，则式(6)可简化为：
[0046]
饥
[0047] 式(7)为单位功率因数并网条件下的逆变器输出电压要求值。
[0048]对于正弦波调制的单相全桥逆变电路，其直流母线电压利用率为1，即当调制比m =1时，逆变器输出交流基波电压幅值mmax=udc。因此，当并网逆变器不发生过调制时，有下 式成立， _] __ (8)
[0050] 将式(7)和(8)合并，得
[0051]
(9)
[0052] 由式(9)可以看出，在传统的LCL并网逆变器中，由于电网电压为一固定值，逆变器 直流母线电压将受到限制，逆变电路要想成功实现单位功率因数并网，就必须设定其直流 母线电压高于最低限值，这无疑是限制了并网逆变器的应用。特别地，对于光伏并网发电系 统而言，光伏阵列输出的最大功率点电压有时并不能满足式(9)的并网要求，通常我们采用 Boost升压电路，将光伏输出电压提高到满足并网要求的电压等级，但这不仅增加了光伏发 电系统的成本，而且降低了系统发电效率。因此，我们希望能够找到一种方法，在不升高直 流母线电压的前提下，实现逆变器的成功并网。
[0053] 由前述可知，传统LCL型并网逆变器直流母线电压受到限制的本质原因是在单位 功率因数并网条件下，逆变器输出电压基波有效值 Ul和电网电压基波有效值％存在式(7)的 等式约束关系，而式(7)中电网电压比例系数的底数中又含有常数1。因此，为了降低逆变器 直流母线电压的最低限值，就需要改变式(7)的等式约束关系，去除上述常数1。
[0054] 令l-co2LiCf = 0,则式(3)、（4)可化为如下矩阵等式：
[0055] (!〇)
[0056] 即有
[0057] Ui= ω Lilg (11)
[0058] 这样式(7)的等式约束关系就变为了上述式(11)的等式约束关系。
[0059] 同样地，在并网逆变器不发生过调制时，将式(8)代入式(11)，得
[0060] (丨2)
[0061]
[0062] (13)
[0063]由上式可以看出，对于任一已知的直流母线电压Udc和逆变器并网功率P，均可通过 式（13)得出最大的逆变器侧滤波电感值Limax。因此，在设计单相LCL型并网逆变器时，只要 选取逆变器侧滤波电感值小于上述最大限值L imax，就可以满足逆变器的并网要求，直流母 线电压Ud。的值在理论上也就没有了限制。
[0064] 由公式（13)可以看出，只要逆变器侧滤波电感取值足够小，直流母线电压UdcJ尤可 以任意取值，但在实际中，直流母线电压取值不能无限小，其取值要考虑滤波电容&大小以 及逆变器侧输出电流的限制。
[0065] 由于逆变器侧滤波电感Li和滤波电容Cf满足ω 2LiCf= 1，因此，当逆变器侧电感Li 取值过小时，滤波电容Cf的取值将会很大，而在实际中却不易得到电容值很大的交流滤波 电容。
[0066] 由式（10)可得
[0067]
V' 、丄· J (i4)[0068] 将条件卜c〇2LiCf = 0带入上式（14)，可以得到
[0069] (㈧
[0070]将式（13)代入式（15)，得
[0071] (16)
[0072] 由上式不难看出，随着直流母线电压的降低，逆变器输出最小电流将会增大，因此 在实际中，直流母线电压取值不能任意小。从定性的角度分析，上述结论不难理解:单相全 桥逆变电路直流母线电压利用率为1，当直流母线电压Ud。降低时，逆变器输出电压的基波最 大值u imax也会减小，由于逆变器并网功率P为一固定值，因此逆变器输出电流最小值将会增 大。
[0073] 逆变器并网运行时，滤波环节是至关重要且不可或缺的，滤波器设计的好坏更是 直接影响到逆变器的并网性能。为了使逆变器获得更好的并网性能，在进行LCL滤波器设计 时，通常有以下的设计规则：
[0074] (l)LCL滤波器总电感产生的阻抗压降小于额定工作条件下电网电压的10%;
[0075] (2)为了避免LCL滤波器的谐振频率位于低频或高频段，影响电流控制器的设计， LCL滤波器的谐振频率应该大于10倍的电网频率fg，且小于开关频率fs的一半，即10f g〈fres〈 fs/2；
[0076] (3)为了得到高质量的并网电流，LCL滤波器在开关频率处要具有较高的纹波电流 衰减倍数，这里的纹波电流衰减倍数指的是逆变器输出电流谐波与并网电流谐波的比值；
[0077] (4)滤波电容Cf的取值会影响逆变器的并网功率因数，一般滤波电容Cf的取值要保 证额定工作条件下逆变器并网功率因数不低于0.95。当然，逆变器的并网功率因数也与交 流侧电压和电流传感器的位置有关。
[0078] 对于规则（1)，传统LCL滤波器设计过程中，通常要求总的电感值不能过大，以限制 电感上产生的电压跌落，否则逆变器就需要更高的直流母线电压来保证逆变实现，这也将 产生更大的开关损耗。而对于本实用新型前述的LCL滤波器设计方案，在求解逆变器侧电感 U的过程中，已经考虑了逆变器的直流母线电压利用率和LCL滤波器自身的电压变换功能， 因此对于确定的直流母线电压ud。和并网功率P，只要逆变器侧滤波电感1^的取值满足公式 (13)要求，逆变器就可以成功实现并网运行，即上述规则（1)已然得到满足。
[0079] 对于规则(2)，LCL滤波器的谐振频率如下式(17)所示，
[0080] (17)
[0081] 将卜co2LiCf = 0代入上式(17)，可得
[0082] (18)
[0083] 不失一般性地，假设开关频率fs = 10kHz，由fres〈fs/2，可得到U〈9999Lg;而令10f g〈 fres，可得到U>99Lg，因此电网侧滤波电感Lg需满足条件：
[_]
_
[0085]从公式（19)可以看出，在新的LCL滤波器设计方案中有LgSU，而这正是我们想要 看到的，因为我们总是希望LCL滤波器的电感值越小越好，这样可以节约更多的成本。
[0086] 对于规则(3)，如图2所示为单相LCL滤波器的谐波等效模型，其中uKhhidh)分别 为逆变器输出的第h次谐波电压和谐波电流，i g(h)为流入电网的第h次谐波电流。
[0087] 并网逆变器是一个谐波发生源，其输出电流中含有开关频率及其倍频处附近的高 次谐波，为了降低并网电流中的高次谐波，LCL滤波器需在开关频率处具有足够的纹波电流 衰减倍数。对于第h次谐波而言，纹波电流衰减倍数为：
[0088] (20)
[0089] 同样地，当开关频率fs=10kHz时，hsw = 200,由公式（19)不妨设Li = 1000Lg，则LCL 滤波器在开关频率处的纹波电流衰减倍数为
[0090] (21)
[0091] 由上式(21)可以看出，对于本实用新型提出的LCL滤波器设计方案，滤波器在开关 频率处具有很高的纹波电流衰减倍数，能够有效地抑制开关频率处的谐波分量，得到较好 的并网电流波形。
[0092] 对于规则(4)，滤波电容Cf的取值与交流侧电压和电流传感器的位置有关。在逆变 器运行过程中，LCL滤波器中的无源元件会产生和消耗一定的无功功率，这些无功功率可能 会降低逆变器的并网功率因数。特别地，当交流电压和电流传感器分别位于电网和逆变器 侧时，电网电压和逆变器侧输出电流被控制为同频同相，滤波电容C f取值过大将会导致更 多的无功电流流过滤波电容，使得逆变器的并网功率因数降低，这就是传统的LCL滤波器设 计过程中，通常要求的滤波电容&吸收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的5%。
[0093] 针对本实用新型提出的LCL滤波器设计方案，控制目标为实现电网电压和并网电 流的同频同相，即要求逆变器并网功率因数为1，此时交流电压和电流传感器均应位于电网 侦L而LCL滤波器的无源元件产生或消耗的总无功功率的大小受限于逆变器的额定容量及 逆变器输出功率因数(逆变器输出功率因数为逆变器输出有功功率占视在功率的比值）。 [0094] LCL滤波器滤波电感消耗的总无功功率为：
[0095]
(22)[0096]将公式（14)代入上式(22)，可得
[0097] P3)
[0098]同理，滤波电容Cf产生的无功功率为：
[0099]
(24)
[0100] 由于逆变器为单位功率因数并网，则有
[0101]
(25)
[0102] 将公式（24)和合并，可得
[0103]
巧 (26)
[0104] 因此，LCL滤波器消耗的总无功功率为：
[0105]
^27)
[0106] 由公式：(? 9)不难羞屮.
(28)
[0108] 由上述结果可以看出，对于本实用新型提出的LCL滤波器设计方案，当逆变器并网 电流为一确定值时，LCL滤波器消耗的总无功功率唯一地决定于滤波电感U的大小。因此， 为了不使逆变器过容量运行，且保证一定的逆变器输出功率因数，在设计滤波电感U时，需 要附加额外的限制条件。
[0109] 同时，由于上述无功功率计算公式较为简单，且逆变器采用单位功率因数并网，因 此可以很方便地知道逆变器输出的有功和无功功率，以及逆变器输出功率因数，进而可以 考虑在滤波电感U的容许值范围内，通过改变滤波电感U的值来调节逆变器输出功率因数。
[0111]
[0110] 逆变器输出功率因数为：
(29)
[0112] 其中，Θ为逆变器输出功率因数角。
[0113] 针对本实用新型提出的LCL滤波器设计新方案，本实施例以一个并网逆变器系统 为例，阐明一种并网逆变器LCL型滤波器的参数设计方法，其中逆变器直流母线电压u dc = 50V，给定并网电流幅值Igm=2A，并网逆变器开关频率fs = 10kHz，电网基波角频率ω=1〇〇π (rad/s)。则由式（13)可得
[0114]
[0115] 为保证一定控制裕量，这里取Li = 50mH，则可得Cf=l/co2Li ? 200yF。由公式（19) 知，可以选取Lg = Li/500 = 0.1mH，则LCL滤波器在开关频率处的纹波电流衰减倍数为79,根 据公式(29)可得此时逆变器输出功率因数为0.91。
[0116] LCL滤波器在高频段存在一个谐振尖峰，为了有效地发挥LCL滤波器的高频滤波功 能，本实用新型选择在电容支路串联电阻的方式对LCL滤波器进行阻尼控制。在LCL滤波器 的参数设计中，阻尼电阻一般取值为谐振角频率《 re3S处滤波电容Cf容抗的1/3,即有，
[0117]
[0118] 至此，LCL滤波器的参数已全部确定，如图3所示为LCL滤波器传递函数的Bode图。
[0119] 由上述设计实例不难发现，对于本实用新型提出的LCL滤波器设计新方案，仅利用 直流母线电压和并网电流即可以得到全部的LCL滤波器参数，这无疑是简化了 LCL滤波器的 设计，对比传统的LCL滤波器设计方案，本实用新型提出的LCL滤波器设计具有明显的计算 优势。
[0120] 本实用新型基于单相并网逆变器对提出的LCL滤波器设计方案进行了仿真验证， 利用MATLAB/Simulink作为仿真工具，将上文中设计实例中的参数作为仿真参数。另外，单 相全桥逆变器采用双极性调制，电流控制器采用准PR控制器，准PR控制器传递函数为
[0121] 00)
[0122] 其中，参数kp=l .5，kr = 20, t〇c = ji。
[0123] 如图4(a)所示为仿真得到的电网电压和并网电流波形，其中图4(b)为波形在 0.15s~0.2s之间的放大图。由图示可以看出，电网电压和并网电流实现了同频同相。
[0124] 图5所示为并网电流的频谱分析图，图中并网电流的总谐波含量THD = 0.68%，满 足并网要求，因此逆变器能够实现并网运行。
[0125] 本实用新型基于单相并网逆变器对提出的LCL滤波器设计进行了实验验证，实验 中将电容支路串联的阻尼电阻改为阻值为1欧姆的功率电阻，其余实验参数均和上述仿真 参数保持一致。图6为仿真和实验中LCL滤波器传递函数Bode图，由图示可以看出，当电容支 路串联的阻尼电阻增大时，LCL滤波器谐振峰得到了更好地抑制，但相应的其高频谐波抑制 能力受到了一定地削弱。
[0126] 如图7所示为电网电压和并网电流的实验波形，图示中电网电压和并网电流实现 了同频同相并网，且并网电流的正弦度较好，因此实验验证了本实用新型提出的LCL滤波器 设计方案的有效性:能够降低并网逆变器直流母线电压的限制，实现较低直流母线电压下 的逆变器并网运行。
[0127] 本实用新型是通过具体实施过程进行说明的，在不脱离本实用新型范围的情况 下，还可以对本实用新型专利进行各种变换及同等代替，因此，本实用新型专利不局限于所 公开的具体实施过程，而应该包括落入本实用新型专利权利要求范围内的全部实施方案。
【主权项】
1. 一种单相并网LCL型逆变器系统，其特征在于:包括直流侧输入滤波电容Cdc，逆变器 和滤波器，其中所述逆变器由四个相互电学连接在一起的单相全桥逆变器的开关管Sl~S4 组成，用于将输入的直流电压U dc逆变为交流电压;所述滤波器为LCL滤波器，包括逆变器输 出侧电感Li、电网侧电感Lg和滤波电容C f，所述逆变器输出侧电感Li电学连接至所述LCL滤 波器的输入端，所述电网侧电感1^电学连接至所述LCL滤波器的输出端;所述LCL滤波器的 输入端耦接至所述逆变器，所述LCL滤波器的输出端耦接至电网；所述LCL滤波器对所述逆 变器传输的交流电压进行滤波后，传输至电网。2. 根据权利要求1所述的一种单相并网LCL型逆变器系统，其特征在于:在所述LCL滤波 器电容支路串联一个阻尼电阻。
【文档编号】H02M1/12GK205566089SQ201620237378
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年3月25日
【发明人】肖园园, 肖静, 张阁, 杨艺云, 周杨珺, 金庆忍, 郭敏
【申请人】广西电网有限责任公司电力科学研究院