一种宽输入电压低损耗的单相光伏并网逆变器的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种宽输入电压低功耗的单相光伏并网逆变器。
【背景技术】
[0002]光伏并网逆变器的作用是将光伏阵列宽的直流电压转换为交流电向电网输送电能，其设计目标是在性能良好且工作可靠的同时，尽可能输出最大的发电功率。而光伏发电效率主要受限制于光伏阵列电压的利用率以及逆变器的转换效率。目前单相无变压器光伏并网逆变器是小功率并网逆变器的常用结构，它不仅可以减小逆变器的体积，降低其成本，还能提高逆变器的效率。常用的单相无变压器并网逆变器主要有:全桥结构、H5结构、H6结构、HERIC结构以及并联的BUCK变换器结构等，这些并网逆变器的转换效率稍有不同，其中并联的BUCK变换器结构效率最高，可以达到98%。这些并网逆变器的结构有一个共同的特点，就是均采用单级结构。为实现光伏阵列输出的能量传输给电网，单级结构要求并网逆变器的输入电压必须高于电网电压峰值，至少高于310V，这就不利于光伏电压的充分利用。
[0003]为了提高光伏电压的利用率，当光伏阵列输出电压较低时，现已有解决方案是:一般在并网逆变器的前端增加一个升压变换器，形成一个两级的并网逆变器的结构。前级升压变换器用于将光伏阵列输出电压升高到一个更高的稳定直流电压，而后级逆变器则将直流电能转换为交流电能并与电网并网。尽管后级的全桥逆变器采用上下混合调制策略，以降低开关管的开关损耗，但由于前级增加了升压变换器，同时前级变换器和后级变换器独立控制，两者之间没有任何的协调机制，这两个变换器在多数情况下都要同时工作，因此这种光伏并网逆变器总的效率难以提高，一般在95 %左右。
【发明内容】
[0004]针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种宽输入电压低功耗的单相光伏并网逆变器，旨在解决现有的单相无变压器并网逆变器存在的太阳能利用率和效率低的技术问题。
[0005]本发明提供了一种宽输入电压低功耗的单相光伏并网逆变器，所述单相光伏并网逆变器为两级结构，前级为升压变换器，后级为降压变换器，所述升压变换器包括第一开关管Sb、储能电感Lb、第一续流二极管Db、旁路二极管Dbl和薄膜电容Cdc;所述储能电感Lb的一端连接至输入电压Vin的正极，所述储能电感Lb的一端还连接至所述旁路二极管Dbl的阳极，所述第一续流二极管Db的阳极连接至所述储能电感Lb的另一端，所述第一续流二极管Db的阴极连接至所述旁路二极管Dbl的阴极;所述薄膜电容Cdc的一端连接在所述第一续流二极管Db的阴极，所述薄膜电容Cdc的另一端连接至所述输入电压Vin的负极;所述第一开关管Sb的一端连接至所述储能电感Lb的另一端，所述第一开关管Sb的另一端连接至所述输入电压Vin的负极;所述第一开关管Sb的控制端用于接收外部的PffM调制信号并控制所述第一开关管Sb的一端与另一端之间的导通;所述降压变换器包括:第二开关管S1、第三开关管S2、第四开关管S3、第五开关管S4、第二续流二极管Dl、第三续流二极管D2、第一滤波电感Lfl、第二滤波电感Lf2和滤波电容Cf;所述第二开关管SI与所述第一滤波电感Lfl相连和所述滤波电容Cf构成输出正弦电压的正半周的斩波电路，所述第二续流二极管Dl连接在所述第二开关管SI和所述第一滤波电感Lfl之间为所述第一滤波电感1^提供续流回路;所述第三开关管S2与所述第二滤波电感Lf 2相连和所述滤波电容Cf构成输出正弦电压的负半周的斩波电路，所述第三续流二极管D2连接在所述第三开关管S2和所述第二滤波电感Lf2之间为所述第二滤波电感Lf2提供续流回路;所述第四开关管S3和所述第五开关管S4的一端相连，并与所述第二续流二极管Dl和所述第三续流二极管D2的阴极相连，所述第四开关管S3和所述第五开关管S4的另一端分别电网两端相连，交替导通提供正负半周斩波切换回路。所述第二开关管S1、第三开关管S2、第四开关管S3、第五开关管S4的控制端接收外部的PWM调制信号。
[0006]在本发明实施例中，滤波电感Lfl、Lf2和续流二极管Dl、D2位于IGBT S3、S4的前面，这样减小了能量传输和续流的路径，同时避免了降压变换器开关管S1、S2产生直通。
[0007]其中，所述第一开关管Sb为升压MOSET管，所述第二开关管SI为降压MOSFET管，所述第三开关管S2为降压MOSFET管，所述第四开关管S3为IGBT，所述第五开关管S4为IGBT。
[0008]在本发明实施例中，两级变换器可以采用分时协调HVM调制；具体地，五个开关管315、31、32、33、34分为两组:高频开关管313、31、32和工频开关管33、34。在任何一个时刻只有一个尚频开关管工作在尚频开关下。
[0009]其中，当输入电压Vin高于电网电压VJM值的绝对值时，所述升压变换器被旁路，光伏阵列输出的能量通过旁路二极管Dbl直接传输给所述降压变换器。
[0010]其中，当输入电压低于电网电压幅值的绝对值时，所述薄膜电容Cdc两端的电压是按正弦变化的直流电压。
[0011]其中，当输入电压Vin低于电网电压VdM值的绝对值时，所述升压变换器产生按正弦变化的直流电压，所述降压变换器实现并网；当输入电压Vin高于电网电压Vg幅值的绝对值时，所述升压变换器被旁路二极管旁路，所述降压变换器实现降压及并网。
[0012]本发明的有益效果体现在:
[0013](I)当输入电压高于电网电压幅值的绝对值时，前级升压变换器不工作，升压MOSFET管Sb总是截止的，升压变换器的损耗得以降低。
[0014](2)前级升压变换器输出的直流电压不是恒定的，而是按电网所对应的正弦电压变化，这样直流母线滤波电容容量要求不高，可采用薄膜电容。
[0015](3)滤波电感Lfl、Lf2和续流二极管Dl、D2位于IGBT S3、S4的前面，这样减小了能量传输和续流的路径，同时避免了变换器开关管产生直通。
[0016](4)采用本发明所给出的分时协调PWM调制可以保证三个高频开关管中任何时候只有一个高频开关管工作在高频状态下，这样可以大大降低本发明所给出的并网逆变器的开关损耗。
[0017](5)本发明所提出的一种宽输入电压低功耗的单相光伏并网逆变器能保证当直流输入电压低于150V时能并网工作，而且光伏并网逆变器总的效率可以达到97%。与常规的两级并网逆变器相比，可提高大约两个百分点。
【附图说明】
[0018]图1为本发明所实施的宽输入电压低损耗单相光伏并网逆变器的电路图。
[0019]图2为在一个电网电压周期内的光伏并网逆变器的分时协调方案。
[0020]图3为在一个电网电压周期内的分时协调PffM调制下各个开关的控制信号。
[0021]图4为电网电压正半周，当输入电压Vin高于电网电压Vg幅值时分时协调PffM策略下的等效电路。
[0022]图5为电网电压正半周，当输入电压Vin低于电网电压Vg幅值时分时协调PffM策略下的等效电路。
[0023]图6为电网电压负半周，当输入电压Vin高于电网电压Vg幅值的绝对值时分时协调PffM策略下的等效电路。
[0024]图7为电网电压负半周，当输入电压Vin于电网电压Vg幅值的绝对值时分时协调PWM策略下的等效电路。
[0025]图8为常规单相光伏并网逆变器的电路图。
[0026]图9为常规单相光伏并网逆变器的各个开关的控制信号。
[0027]图10为在不同开关频率下两种变换器效率的比较。
[0028]图11为不同输入电压时两种变换器效率的比较。
【具体实施方式】
[0029]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0030]本发明针对常用的单相无变压器并网逆变器存在的太阳能利用率和效率低等问题，提出了一种宽输入电压低损耗的单相光伏并网逆变器。
[0031]所提出的单相光伏并网逆变器为两级结构，前级为升压变换器，后级为降压变换器。前级升压变换器由升压MOSET Sb、储能电感Lb、续流二极管Db、旁路二极管Dbl、薄膜电容Cdc等构成，后级降压变换器由降压MOSFET SI和S2、IGBT S3和S4、续流二极管Dl和D2、滤波电感Lfl和Lf2及滤波电容Cf等构成。
[0032]这两级变换器采用分时协调PffM调制。当输入电压低于电网电压幅值的绝对值时，前级升压变换器产生按正弦变化的直流电压，后级降压变换器实现并网；当输入电压高于电网电压幅值的绝对值时，前级升压变换器被旁路二极管旁路，后级降压变换器实现降压及并网。
[0033]当输入电压高于电网电压幅值的绝对值时，光伏阵列输出的电能直接通过旁路二极管Dbl传送给降压变换器，此时升压MOSFET Sb总是截止的。在电网电压正半周，IGBT S