专利名称：用于增量调制器及总和增量调制器的方法和装置的制作方法
相关申请的交叉引用本申请涉及于1999年10月28日提交，由本发明的受让人所拥有的美国专利申请09/429,527，其名称为“从模拟波形产生脉冲的方法和装置”，这里用于所有目的作为参考包含在本文中。
基于国家赞助的研究或发展的发明的权利的声明不可申请的(NotApplicable)附录于光盘提交的序列表、表格或者计算机程序列表不可申请的(No tApplicable)本申请的背景技术增量调制器及总和增量调制器已经存在多年，并在诸如通讯系统、精密测量装置、音频系统等领域有着广泛的应用潜力。增量调制器及总和增量调制器用于将一限定波段的输入信号转换为一个一比特的输出信号，这样输出信号的输出脉冲密度被输入信号调制。该转换过程通过对输入信号的重复取样实现。关于这些调制器的信息可在万维网、技术说明和公众刊物中很容易的获得。参见B.P.Agrawal和K.Shenoi的《总和增量调制器的设计方法论》，IEEE Trans.Commun.，COM-31卷，360-370页，1983年3月；J.W.Scott，W.L.C.Giancario和C.G.Sodini的《适应增量调制器的互补金属氧化物半导体的斜率》，in Proc.IEEEInt.固态电路会议，1986年2月，130-131页；David Jarman的《总和增量变换的简要说明》，Harris Semiconductor Application Note，1995年5月；以及《自动数字数据采集光盘数据转换》(1999年11月28日最新修订版)。
图1A显示了增量调制器10的传统形式的结构方框图。输入信号12被加法电路14接收。该加法电路14也接收来自积分器16的积分输出脉冲。来自加法电路14的微分信号被送到脉冲调制器18。该脉冲调制器18产生送给积分器16的输出信号19。当该微分信号为负值时，该由脉冲调制器18产生的输出信号19为一正脉冲。当该微分信号为正值时，该由脉冲调制器18产生的输出信号19为一负脉冲。外部重复取样时钟11驱动该增量调制器10。该图示出了由被输入信号的斜率调制的脉冲组成增量调制器的输出。
图1B示出了一总和增量调制器20的传统形式的结构方框图。总和增量调制器是增量调制器的改进型。该改进避免了由于低重复采样率导致的斜率过载。输入22被加法电路24接收，该加法电路24也接收一输出信号29。一来自加法电路24的微分信号被送到一积分器26。一来自积分器26的积分信号被送到脉冲调制器28。该脉冲调制器产生输出信号29。一外部重复取样时钟21驱动该总和增量调制器20。该图示出了由输入信号的振幅调制的脉冲组成的总和增量调制器的输出。
图2示出了在增量调制器或总和增量调制器的传统形式中的输出信号和量子化噪声的标准功率。这里显示了，重复取样率决定了量子化噪声的频率范围。如图所示，如果重复取样率过低，量子化噪声可能不能被很好的从希望的输出信号当中分离出来，这将严重影响输出信号的品质。
由于量子化噪声与重复取样率直接相关，增加重复取样率是减少量子化噪声的干扰的一种合乎逻辑的方法。然而，如图1A和1B所示，增量调制器及总和增量调制器的传统形式都需要大量的电路模块，例如积分电路，加法电路，脉冲调制器及驱动调制器的外部重复取样时钟。以一通常大于输入信号的带宽的重复取样率操作所有的硬件，需要非常复杂的电路。另外，较高的重复取样率需要较高的速度的外部重复取样时钟，它能显著的甚至是过高的增加成本。因此，增加重复取样率在总和增量调制器的传统形式的增量中是不实用的。增加调制器的级也能减少量子化噪声，然而，该方法也会增加电路的复杂性和趋于使系统的稳定性降低。
由于上述原因，增量调制器及总和增量调制器的传统形式已经限制了这些经典的(conceptually elegant)装置在低频领域的应用。
本发明的简要说明依照本发明，通过提供有可变斜率或振幅的模拟信号给一有可变工作点、转移函数的特性依赖于被限制在第一和第二稳定工作区域之间的不稳定工作区域的电路，产生振荡信号。不稳定工作区域包含第一和第二参考点。电路能够产生有可变的占空因数的振荡信号，当可变工作点位于更接近第一参考点的位置，占空因数增加；当可变工作点位于更接近第二参考点的位置，占空因数减小。当可变工作点完全位于不稳定区域，将产生振荡信号。工作点与第一和第二参考点的位置关系为一有可变斜率或振幅的模拟信号函数。振荡信号能被直接或间接的用于产生一对应于模拟信号的增量调制或总和增量调制信号。
在一具体实施例中，振荡信号包含大量脉冲。
在一具体实施例中，可变工作点的位置越接近第一和第二参考点中的一个，模拟信号的斜率或振幅有越多的正值；可变工作点的位置越接近第一和第二参考点中的另一个，模拟信号的斜率或振幅有越多的负值。
通过下述结合附图的对本发明的详细描述，可更好的理解发明。
附图简要说明图1A示出了传统的增量调制器的结构方框图；图1B示出了传统的总和增量调制器的结构方框图；图2示出了传统的增量调制器或总和增量调制器输出信号和量子化噪声的标准功率；图3示出了S形转移函数的特性由被第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域决定的电路的应用；图4示出了图3所示系统的一个实施例的电路；图5示出了应用如图4所述的有S形转移特性的电路结构的增量调制器的输入和输出；图6示出了N形转移函数的特性由被第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域决定的电路的应用；图7示出了图6所示系统的一个实施例的电路；图8示出了应用如图7所述的有N形转移特性的电路结构的增量调制器的典型标准响应。
本发明的具体描述图3示出了S形转移函数304的特性由被第一稳定工作区域305和第二稳定工作区域307限制的不稳定工作区域306决定的电路302的应用。通过将输入信号308送到电路302，增量调制器能被执行。在任一给定时间，电路302在沿着被定义在X和Y轴上的S形转移函数304的工作点上工作。为了执行增量调制器，该工作点最初保持在不稳定工作区域306内。不稳定工作区域306的上下区域分别是稳定工作区域305和307。在优选的实施例中，不稳定工作区域306在至少一个特征上，关于X和Y轴的原点对称，以提供一些对称方法响应输入信号308。保持工作点在不稳定工作区域306内，将使电路302在电路302的输出端310产生脉冲。
在不稳定区域306内移动工作点的位置，将导致脉冲的占空因数变化。在一实施例，当工作点位于不稳定工作区域306的中心时，电路302产生的脉冲的占空因数为或接近50％。当工作点被驱动接近参考点Yup时，占空因数变大(也就是大于50％)，当工作点被驱动接近另一参考点Ylo时，占空因数变小(也就是小于50％)。参考点Yup和Ylo能被调整，以供给电路302期望的动态范围。描述电路302的运行的一组方程式如下dYdt=dVsdt-αX]]>ϵdXdt=Y-Ψ(x)]]>S形转移特性电路的工作点能通过设定dY/dt＝0和dX/dt＝0被找到。这相当于线Y＝Ψ(x)和X＝dVs/αdt的交叉点，其中dVs/dt表示输入信号308的斜率。这里可以看出，输入信号308的斜率驱动工作点，因而决定了输出端产生的脉冲的占空因数。
图4示出了如图3所示系统的实施例电路400。这里，状态变量X和Y的值分别对应于电流I(402)和电压V(404)。输入406被连接到电容408的一端。电容408的另一端被连接到运算放大器410的倒相输入终端。运算放大器410的倒相输入终端也连接到电阻416的一端。电阻416的另一端连接于运算放大器410的输出终端。运算放大器410的非倒相输入终端连接于电阻418的一端。电阻418的另一端连接于运算放大器410的输出终端。运算放大器410的非倒相输入终端也连接于电阻420的一端。电阻420的另一端接地。运算放大器410的输出终端连接于输出422。
值得注意的是图4所示的电路400是相当简单的，不需要任何外部重复取样时钟。电路400产生的脉冲频率能通过简单的改变电路400中的元件的值增加或减少。因而，该电路表明了本发明能够执行增量调制器的运行，而不需使用复杂的电路或外部的重复取样时钟。
这里，运算放大器410的直流电偏压V1(412)和V2(414)被分别设定为1.5V和-1.5V。通过改变V1和V2，Ylo和Yup能被调整为期望的值。电容408被选为电容值C1＝0.02uF。电阻416，418和420被分别选定为1KΩ，100Ω和100Ω。这里的电路参数反映了系统的特征，如脉冲密度。例如，在直流偏置的情况下，电阻418和420固定，通过减少R2C1可增加产生脉冲的频率，其中R2代表了电阻416的阻值，C1代表了电容408的电容值。然而，这里和本申请其他地方的电路仅仅是说明性的例子。不同的结构、参数、元件值和/或设置均可用于实现本发明。
因而，电路400是有输入端406和输出端422的增量调制器的一个可实施方式。在该电路中，当来自输入端406的信号斜率为负时，由于工作点更接近Yup，输出端422产生的脉冲的占空因数大于50％。另一方面，当来自输入端406的信号斜率为正时，由于工作点更接近Ylo，输出端422产生的脉冲的占空因数小于50％。在这种情况下，电路的工作点可通过线V＝Ψ(I)和I＝C1dVs/dt的交叉点找到，其中Vs来自输入端406的信号的电压。
图5示出了应用如图4所示的有S形转移特性的电路结构的增量调制器的输入和输出。输入信号502为一正弦波。响应输入信号502的输出信号504为一宽度可变的脉冲串。如图5中所示，脉冲被调制。例如，输入信号的斜率负值越大，脉冲宽度越宽，从而验证了输入信号的斜率调制脉冲这一事实。
图6示出了N形转移函数604的特性由被第一稳定工作区域605和第二稳定工作区域607限制的不稳定工作区域606决定的电路的应用。通过将输入信号608送到电路602，总和增量调制器能被执行。在任一时刻，电路602在沿着被定义在X和Y轴上的N形转移函数604的工作点上工作。为了执行总和增量调制器，该工作点最初保持在不稳定工作区域606内。不稳定工作区域606的左右区域分别是稳定工作区域605和607。图6也示出了在一优选的实施例中，不稳定工作区域606关于X和Y轴的原点对称，提供对称方法以响应输入信号608。保持工作点在不稳定工作区域606内，将使电路602在电路602的输出端610产生脉冲。
在不稳定区域606内移动工作点的位置，将导致脉冲的占空因数变化。在一实施例中，当工作点位于不稳定工作区域606的中心时，电路602产生的脉冲的占空因数为或接近50％。当工作点被驱动接近参考点Yup时，占空因数变大(也就是大于50％)，当工作点被驱动接近另一参考点Ylo时，占空因数变小(也就是小于50％)。参考点Yup和Ylo能被调整，以供给电路602期望的动态范围。描述电路602的运行的一组方程式如下αdXdt=Vs-Y]]>ϵdYdt=X-Ψ(y)]]>
N形转移特性电路的工作点能通过设定dY/dt＝0和dX/dt＝0被找到。这相当于线X＝Ψ(Y)和Y＝Vs的交叉点，其中Vs表示输入信号608。这里可以看出，输入信号608的振幅驱动工作点，因而决定了输出端产生的脉冲的占空因数。
图7示出了如图6所示系统的实施例电路700。这里，状态变量X和Y的值分别对应于电流I(702)和电压V(704)。输入706连接于电感708的一端。电感708的另一端连接于运算放大器710的非倒相输入终端。运算放大器710的非倒相输入终端也连接到电阻716的一端。电阻716的另一端连接于运算放大器710的输出终端。运算放大器710的倒相输入终端连接于电阻718的一端。电阻718的另一端连接于运算放大器710的输出终端。运算放大器710的倒相输入终端也连接于电阻720的一端。电阻720的另一端接地。运算放大器710的输出终端连接于输出722。
值得注意的是图7所示的电路700是相当简单的，不需要任何外部重复取样时钟。电路700产生的脉冲频率能通过简单的改变电路700中的元件的值增加或减少。例如，在直流电偏置的情况下，电阻718和720被设定，产生的脉冲频率能通过改变L/R而改变，这里L为电感708，R为电阻716。因而，该电路表明了本发明能够执行总和增量调制器的运行，而不需使用复杂的电路或外部的重复取样时钟。
这里，运算放大器710的直流电偏压Vcc(712)和Vdd(714)被分别设定为5V和一5V。通过改变Vcc和Vdd，Ylo和Yup能被调整为期望的值。电感708被选为电感值L＝1mH。电阻716，718和720被分别选定为1KΩ，1KΩ和500Ω。这里的电路参数反映了系统的特征，如脉冲密度。例如，在直流偏置的情况下，电阻718和720固定，产生的脉冲的频率可通过改变L/R调整，其中L代表了电感708的电感值，R代表了电阻716的阻值。然而，这里和本申请其他地方的电路仅仅是说明性的例子。不同的结构、参数、元件值和/或设置均可用于实现本发明。
因而，电路700是有输入端706和输出端722的总和增量调制器的一个可实施方式。电路700的运行可对照前面讨论的用于实现增量调制器的运行的电路400的运行，除了电路700的脉冲的占空因数响应于输入信号的振幅的变化，而不是输入信号的斜率。
图8示出了应用如图7所示的有N形转移特性的电路结构的总和增量调制器的典型标准响应。输入信号802为一正弦波。响应输入信号802的输出信号804为一宽度可变的脉冲串。如图8中所示，脉冲被调制。脉冲的宽度依赖于输入信号的振幅，验证了输入信号的振幅调制脉冲这一事实。
尽管本发明依照特定的实施例描述，但对本领域的技术人员而言，其实施范围显然不仅限于上述特例中。
因此，本发明的说明书和附图应被看作是说明性的，而非限制性的。因而，那些显而易见的增加、减少、置换和其他的改变，将不会背离本发明的权利要求中所提出的广泛的精神和范围。
权利要求
1.一种用于从模拟信号中产生振荡信号的方法，其中包括提供斜率可变的模拟信号给有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路；所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，当所述可变工作点位于接近所述第一参考点的位置时，所述占空因数增大，当所述可变工作点位于接近所述第二参考点的位置时，所述占空因数减小；将所述可变工作点完全置于所述不稳定区域以产生所述振荡信号，所述可变工作点的所述位置依赖于所述模拟信号的所述可变斜率，其中所述工作点的所述位置相对于所述第一和所述第二参考点为所述模拟信号的所述可变斜率的函数，其中所述振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于所述模拟信号的增量调制信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述第一和所述第二参考点能被调节以提供所述电路的期望的动态范围。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的一个越近，相应的所述模拟信号的所述斜率的正值越大，所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的另一个越近，相应的所述模拟信号的所述斜率的负值越大。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述不稳定工作区域关于所述第一参考点和所述第二参考点的中心对称，其中所述可变工作点的位置为或接近所述中心位置对应于所述占空因数为或接近50％。
5.如权利要求1所述的方法，其中所述振荡信号包括大量脉冲。
6.如权利要求1所述的方法进一步包括从所述振荡信号产生所述增量调制信号的步骤。
7.一种从模拟信号产生振荡信号的装置，其中包括有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路，所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，所述可变工作点位于越接近所述第一参考点的位置，所述占空因数越大；所述可变工作点位于越接近所述第二参考点的位置，所述占空因数越小；输入端提供斜率可变的模拟信号给所述电路，其中所述可变工作点完全位于所述不稳定区域以产生所述振荡信号，其中所述可变工作点相对于所述第一和所述第二参考点的位置对应于所述模拟信号的所述可变斜率；其中所述振荡信号能被用于直接或间接的产生对应于所述模拟信号的增量调制信号。
8.如权利要求7所述的装置，其中所述第一和所述第二参考点能被调整以提供所述电路的期望的动态范围。
9.如权利要求7所述的装置，其中所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的一个越近，相应的所述模拟信号的所述斜率的正值越大，所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的另一个越近，相应的所述模拟信号的所述斜率的负值越大。
10.如权利要求7所述的装置，其中所述不稳定工作区域关于所述第一参考点和所述第二参考点的中心对称，其中所述可变工作点的位置为或接近所述中心位置对应于所述占空因数为或接近50％。
11.如权利要求7所述的装置，其中所述振荡信号包括大量脉冲。
12.一种从模拟信号产生振荡信号的系统，其中包括提供振幅可变的模拟信号给有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路的方法；所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，当所述可变工作点位于接近所述第一参考点的位置时，所述占空因数增大，当所述可变工作点位于接近所述第二参考点的位置时，所述占空因数减小；将所述可变工作点完全置于所述不稳定区域以产生所述振荡信号的方法，其中所述可变工作点相对于所述第一和所述第二参考点的位置对应于所述模拟信号的所述可变振幅；其中所述振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于所述模拟信号的增量调制信号。
13.一种用于从模拟信号中产生振荡信号的方法，其中包括提供振幅可变的模拟信号给有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路；所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，当所述可变工作点位于接近所述第一参考点的位置时，所述占空因数增大，当所述可变工作点位于接近所述第二参考点的位置时，所述占空因数减小；将所述可变工作点完全置于所述不稳定区域以产生所述振荡信号，其中所述可变工作点相对于所述第一和所述第二参考点的位置对应于所述模拟信号的所述可变振幅；其中所述振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于所述模拟信号的总和增量调制信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中所述第一和所述第二参考点能被调节以提供所述电路的期望的动态范围。
15.如权利要求13所述的方法，其中所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的一个越近，相应的所述模拟信号的所述振幅的正值越大，所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的另一个越近，相应的所述模拟信号的所述振幅的负值越大。
16.如权利要求13所述的方法，其中所述不稳定工作区域关于所述第一参考点和所述第二参考点的中心对称，其中所述可变工作点的位置为或接近所述中心位置对应于所述占空因数为或接近50％。
17.如权利要求13所述的方法，其中所述振荡信号包括大量脉冲。
18.一种从模拟信号产生振荡信号的装置，其中包括有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路，所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，所述可变工作点位于越接近所述第一参考点的位置，所述占空因数越大；所述可变工作点位于越接近所述第二参考点的位置，所述占空因数越小；输入端提供振幅可变的模拟信号给所述电路，其中所述可变工作点完全位于所述不稳定区域以产生所述振荡信号，其中所述可变工作点相对于所述第一和所述第二参考点的位置对应于所述模拟信号的所述可变振幅；其中所述振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于所述模拟信号的总和增量调制信号。
19.如权利要求18所述的装置，其中所述第一和所述第二参考点能被调整以提供所述电路的期望的动态范围。
20.如权利要求18所述的装置，其中所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的一个越近，相应的所述模拟信号的所述振幅的正值越大，所述可变工作点的位置相对于所述第一和所述第二参考点中的另一个越近，相应的所述模拟信号的所述振幅的负值越大。
21.如权利要求18所述的装置，其中所述不稳定工作区域关于所述第一参考点和所述第二参考点的中心对称，其中所述可变工作点的位置为或接近所述中心位置对应于所述占空因数为或接近50％。
22.如权利要求18所述的装置，其中所述振荡信号包括大量脉冲。
23.一种从模拟信号产生振荡信号的系统，其中包括提供振幅可变的模拟信号给有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路的方法；所述不稳定工作区域包含第一和第二参考点，所述电路能产生占空因数可变的振荡信号，当所述可变工作点位于接近所述第一参考点的位置时，所述占空因数增大，当所述可变工作点位于接近所述第二参考点的位置时，所述占空因数减小；将所述可变工作点完全置于所述不稳定区域以产生所述振荡信号的方法，其中所述可变工作点相对于所述第一和所述第二参考点的位置对应于所述模拟信号的所述可变振幅；其中所述振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于所述模拟信号的总和增量调制信号。
全文摘要
依照本发明，通过提供斜率或振幅可变的模拟信号给有可变工作点和转移函数的特性被由第一和第二稳定工作区域限制的不稳定工作区域限定的电路，振荡信号从模拟信号中产生。该不稳定工作区域包含第一和第二参考点。该电路能产生占空因数可变的振荡信号，当可变工作点位于接近第一参考点的位置时，占空因数增大，当可变工作点位于接近第二参考点的位置时，占空因数减小。可变工作点完全置于不稳定区域以产生振荡信号。工作点相对于第一和第二参考点的位置为该模拟信号的可变斜率或振幅的函数。振荡信号能被直接或间接的用于产生对应于模拟信号的增量调制或总和增量调制信号。
文档编号H03M3/02GK1589530SQ02812149
公开日2005年3月2日 申请日期2002年6月18日 优先权日2001年6月18日
发明者朱瑞安托·乔, 金·睦·莱 申请人:新加坡国立大学