Agc电路的制作方法

专利名称：Agc电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及在通信系统或声音系统中根据输入信号的振幅对可变增 益放大电路的增益进行控制的AGC (自动增益控制)电路。
背景技术：
作为已有的AGC电路，已知有使用电容器的积分电路构成的AGC电路。 这种AGC电路具备根据由增益控制电压控制的增益对输入信号进行放大 或使其衰减然后将输出信号输出的可变增益放大电路、对该可变增益放大 电路的输出电压进行整流的整流电路、对利用该整流电路整流过的电压进 行积分，变换为直流电压的积分电路、以及将与从该积分电路输入的直流 电压与基准电压的差分成正比的电压作为可变增益放大电路的增益控制 电压输出的直流放大电路。积分电路由电阻器和电容器构成(参照专利文 献1 )。
又，AGC电路的输入信号中包含直流偏移电压时，该直流偏移电压将 影响AGC的工作，因此AGC工作无法正常进行。又，特别是在声音系统中， 该直流偏移电压将产生"噗"的声音(意指电源通断等情况下从扬声器中 发出的低频声音。有时也称为爆裂噪声)，对听觉造成坏影响。因此需要 有补偿该直流偏移电压的偏移补偿电路。这种该偏移补偿电路，已知有使 用电容器的积分电路构成的偏移(off set )补偿电路(参照专利文献2 )。
又，特别是在声音系统中，为了连接线性输出级、耳机输出级等外部 设备，连接AGC电路的后级的输出放大级的直流偏置电压有时候不同于包 含AGC电路的声音信号处理级的直流偏置电压。因此使用使信号的直流偏 置电压移位的所谓偏置移位电路。
还有，伴随近年来的音响设备的多功能化和低成本化，声音系统多道 化和减少其零部件的要求非常强烈。
专利文献l:日本特开平8 - 116226号公净艮
专利文献2:日本特开平3 - 74913号/>才艮

发明内容
但是，在上述已有的agc电路中，为了检测输出信号的振幅电平，必 须利用对整流电路整流过的信号进行积分，由此将可变增益放大电路的输 出信号变换为直流电压。
但是，为此必须使积分电路的电阻值和电容量决定的积分动作的时间 常数比作为可变增益放大电路的输入信号的模拟信号的最低信号周期大 足够大。结果发生这样的问题，即作为积分电路使用的电容器的电容量大 得该电容器无法内装于集成电路中。
例如对于表示agc电路的响应时间的上升时间以及恢复时间，为了使 前者为约1毫秒，使后者为约1秒，需要具有0. 47 mF的电容值的电容器。 因此不得不将电容器附在外面。而且采用这样大的电容量，接通电源时电 路的上升时间需要数秒钟。
在偏移补偿电路的积分电路中关于电容器的电容量也存在同样的问题。
而且，为了实现多通道化而需要多个上述已有的agc电路的情况下， 这些问题更加显著。
因此，本发明的目的在于，提供偏移补偿电路以及增益控制电路中不 需要使用电容器的积分电路，内装于集成电路中也容易的agc电路。
为了实现上述目的，本发明的agc电路，具备对输入的信号进行放 大的可变增益放大电路、对可变增益放大电路的输出信号进行a/d变换的 a/d变换电路、根据所述a/d变换电路的输出信号检测可变增益放大电路 的输出振幅，将可变增益放大电路的输出振幅与预先设定的基准振幅加以
以及从a/d变换电路的输出信号检测出可变增益放大电路的输出直流偏 移量，生成对可变增益放大电路的输出直流偏移进行补偿的偏移补偿信 号，输出到可变增益放大电路的偏移补偿部。
如果采用该结构，以a/d变换电路的输出信号为依据，作为数字信号 生成增益控制信号和偏移补偿信号，因此可以去除分别构成已有的agc 电路中需要的增益控制信号生成用的整流电路和偏移检测信号生成用的 整流电路的积分电路的电容器，内装于集成电路中也就容易了。而且可以 在增益控制和偏移补偿中共用a/d变换电路，因此可以抑制结构的复杂化。
在形成如上所述结构的AGC电路中，最好是可变增益放大电路由信号 输入端子、信号输出端子、输入增益控制信号的增益控制端子、输入偏移 补偿信号的偏移补偿端子、输入基准电压的基准电压端子、输出端子成为 信号输出端子的差动放大器、连接于偏移补偿端子与差动放大电路的反转 输入端子之间的第1可变电阻、连接于差动放大电路的反转输入端子与输 出端子之间的第2可变电阻、连接于信号输入端子与差动放大电路的非反 转输入端子之间的第3可变电阻、以及连接于差动放大电路的非反转输入 端子与基准电压端子之间的第4可变电阻构成，第1~第4可变电阻根据 从增益控制端子输入的增益控制信号使电阻值改变。
又，在形成如上所述结构的AGC电路中，最好是基准振幅利用寄存器 设定。
又，在形成如上所述结构的AGC电路中，最好是增益控制部由从A/D
的基准振幅进行比较，以此生成增益控制信号，向可变增益放大电路输出 的增益控制电路构成。
又，在形成如上所述结构的AGC电路中，最好是偏移补偿部由从A/D 变换电路的输出信号检测可变增益放大电路的输出直流偏移量的偏移检
直流偏移进行补偿的偏移补偿信号输出到可变增益放大电路的，例如A/D 变换电路构成的偏移补偿电路。
最好是所述偏移检测电路由提取例如所述A/D变换电路的输出信号 的低频分量的低通滤波器构成。由该低通滤波器检测出A/D变换电路的输 出信号中的直流分量。
最好是所述偏移检测电路采用由提取A/D变换电路的输出信号的高 频分量的高通滤波器、以及从A/D变换电路的输出信号减去高通滤波器的 输出信号的减法器构成的结构。
这种高通滤波器与上述低通滤波器一样由数字电路构成，但是比低通 滤波器的电路规模小。因此虽然需要减法器以检测包含偏移成分的直流分 量，但是从偏移检测电路整体看来，与使用低通滤波器的情况相比，使用
8高通滤波器和减法器的情况下电路规模更小，对集成化有利。
低通滤波器、将低通滤波器的输出信号与规定的基准数据进行比较的比较 器、以及将比较器的比较结果信号作为升降切换信号，对输入时钟脉冲进 行升计数或降计数的升降计数器构成。
采用这种结构时，可以将偏移量作为计数值检测。其结果是，能够得 到如下所述的效果。如果不使用升降计数器，在这种情况下，有必要插入 具有与所要求的偏移补偿量相应的增益的数字放大器，但是通过使用升降 计数器，不使用数字放大器就能够以适当的增益检测出偏移量，因此对集 成化有利。
而且所述偏移检测电路也可以由提取A/D变换电路的输出信号的高 频分量的高通滤波器、从A/D变换电路的输出信号减去高通滤波器的输出 信号的减法器、将减法器的输出信号与规定的基准数据加以比较的比较 器、以及将比较器的比较结果信号作为升降切换信号，对输入时钟脉冲进 行升计数或降计数的升降计数器构成。
还有，所述偏移检测电路也可以由检测A/D变换电路的输出信号的上 侧峰值的上側峰值检测器、检测A/D变换电路的输出信号的下侧峰值的下 侧峰值检测电路、以及计算上侧峰值与所述下侧峰值的中央值的中央值运 算部构成。
而且最好是具有上述构成的AGC电路中，可变增益放大电路包含决定 增益的电阻电路，电阻电路由具有各不相同的电阻值并且根据增益控制信 号而选择的多个电阻构成。
又，也可以是具有如上所述构成的AGC电路中，所述可变增益放大电 路包含决定增益的电阻电路，电阻电路由根据输入到栅极的增益控制信号 改变漏极电阻的MOSFET构成。
又，也可以是具有如上所述构成的AGC电路中，可变增益放大电路包 含决定增益的电阻电路，电阻电路由才艮据以电流的形式流动的增益控制信 号正向电阻发生变化的二极管构成。
又，也可以是具有如上所述构成的AGC电路中，可变增益放大电路包 含决定增益的电阻电路，电阻电路由具有各不相同的电阻值并且根据增益 控制信号选择的多个电阻、根据输入到栅极的增益控制信号漏极电阻发生
9变化的MOSFET、以及4艮据以电流的形式流动的增益控制信号正向电阻发 生变化的二极管中的至少任意两个部件的组合构成。
而且，最好是具有如上所述构成的AGC电路中，可变增益放大电路具 有输入直流偏置电压与输出直流偏置电压不同的偏置移位功能。
又，最好是具有如上所述构成的AGC电路中，增益控制部与偏移补偿 部中的任一方或双方具有保持输出值的输出值保持部件。
又，最好是具有如上所述构成的AGC电路中，增益控制部与偏移补偿 部中的任一方或双方具有保持输出值的输出值保持部件，具备在利用输出 保持部件保持输出值的状态下，以用输出保持部件使不使用的电路部停止 工作的低消耗电流模式，使增益控制部和偏移补偿部中的至少任一个或两 者工作的模式控制电路。
又，也可以是具有如上所述构成的AGC电路中，增益控制部与偏移补 偿部双方具有保持输出值的输出值保持部件，具备增益控制部和偏移补偿 部实施排他动作，即在增益控制部利用输出保持部件保持输出值的期间， 偏移补偿部进行偏移补偿动作，同时偏移补偿部进利用输出保持部件保持 输出值期间，增益控制部进行增益控制动作的模式控制电路。
又，最好是在上述结构中，加大与增益控制部进行增益控制动作期间 的A/D变换电路的1LSB相当的电压值，扩大输入动态范围，与增益控制 部进行增益控制动作期间相比，减小与偏移补偿部进行偏移补偿动作的期 间的A/D变换电路的1LSB相当的电压值，减小输入动态范围。也就是说， 通过使与增益控制部进行增益控制动作期间的A/D变换电路的1LSB相当 的电压值和与偏移补偿部进行偏移补偿动作的期间的A/D变换电路的 1LSB相当的电压值不同，使得增益控制部进行增益控制动作期间的A/D 变换电路的输入动态范围与偏移补偿部进行偏移补偿动作的期间的A/D 变换电路的输入动态范围不同。
又，也可以是在具有如上所述构成的AGC电路中，降低增益控制部进 行增益控制动作期间的A/D变换电路的输入级放大电路的增益，扩大输入 动态范围，与增益控制部进行增益控制动作期间相比，提高偏移补偿部进 行偏移补偿动作的期间的A/D变换电路的输入级放大器的增益，减小输入 动态范围。也就是说，也可以通过使增益控制部进行增益控制动作期间的 A/D变换电路的输入级放大器的增益与偏移补偿部进行偏移补偿动作的
10期间的A/D变换电路的输入级放大器的增益不同，使得增益控制部进行增 益控制动作期间的A/D变换电路的输入动态范围与偏移补偿部进行偏移 补偿动作的期间的A/D变换电路的输入动态范围不同。
又，在上述结构中，对于为决定A/D变换电路的输入动态范围A/D 变换电路参照的基准电压，也可以使增益控制部进行增益控制动作期间的 A/D变换电路的基准电压值与偏移补偿部进行偏移补偿动作的期间的A/D 变换电路的基准电压值不同，以此扩大增益控制部进行增益控制动作期间 的A/D变换电路的输入动态范围，缩小偏移补偿部进行偏移补偿动作的期 间的A/D变换电路的输入动态范围。也就是说，也可以如上所述，在两种 情况下通过使A/D变换电路的基准电压不同，使得增益控制部进行增益控 制动作期间的A/D变换电路的输入动态范围与偏置补偿部进行偏置补偿 动作的期间的A/D变换电路的输入动态范围不同。
又，最好是在具有如上所述构成的AGC电路中，具备多个可变增益放 大电路，增益控制部对多个可变增益放大电路进行增益控制，偏移补偿部 对多个可变增益放大电路进行偏移补偿。
又，最好是在上述结构中，增益控制部对多个可变增益放大电路进行 分时增益控制，偏移补偿部对多个可变增益放大电路进行分时偏移补偿。
下面进一步说明。在本发明中，形成具备下述部件的结构，即具备 具有由增益控制信号进行控制的增益并且由偏移补偿信号控制输出的直 流偏移的可变增益放大电路、对该可变增益放大电路的输出信号进行A/D 变换的A/D变换电路、对该A/D变换电路的输出信号的峰值进行检测，检 测出振幅电平的电平检测电路、输出与该电平检测电路的输出信号相应的 增益控制信号的增益控制电路、具有从A/D变换电路的输出信号取出直流 分量的例如低通滤波器的偏移检测电路、以及对偏移检测电路的输出信号 进行D/A变换，输出偏移补偿信号的D/A变换电路；将在这里得到的增益
控制信号与偏移补偿信号提供给可变增益放大电路。
在这里，决定可变增益放大电路的增益的电阻电路取由多个固定电阻 和根据增益控制信号选择这些电阻的多个开关构成的形态的情况下，增益 控制信号可以通过采用对多个固定电阻上连接的开关进行ON/OFF控制用 的逻辑信号实现。
又，决定可变增益放大电路的增益的电阻电路包含MOSFET的漏极-源极之间的电阻，采取该漏极-源极间的电阻利用MOSFET的栅极电压控制 的形态的情况下，增益控制信号可以通过D/A变换将增益控制电路的输出 信号作为模拟电压信号实现。
又，决定可变增益放大电路的增益的电阻包含二极管的正向电阻，采 取利用二极管的正向电流控制该正向电阻的形态的情况下，增益控制信号
可以通过D/A变换将增益控制电路的输出信号作为模拟电流信号实现。
而且，也可以将固定电阻、MOSFET、以及二极管中的至少《壬意两个组 合使用。
又，最好是使用增益控制信号的保持电路和偏移补偿信号的保持电 路，排他地设定增益控制动作期间与偏移补偿动作期间，而且在增益控制 动作期间与偏移补偿动作期间改变A/D变换电路的输入动态范围，在作为 A/D变换电路的输入信号对比较大的振幅进行处理的增益控制动作期间 扩大A/D变换电路的输入动态范围，在对直流偏置电压附近的小振幅进行 处理的偏移补偿期间缩小A/D变换电路的输入动态范围。还有，动态范围 可以通过改变A/D变换电路的基准电压、分辨率、增益中的任一项来改变 其宽窄。
还有，利用一个A/D变换电路、电平检测电路、增益控制电路、偏移 检测电路、D/A变换电路(以下称为"控制电路")，对多个(至少2个 以上)可变增益放大电路的增益控制动作和偏移补偿动作进行分时，这样 即使是在需要两个AGC电路的情况下，可变增益放大电路、增益控制信号 的保持电路、偏移补偿信号的保持电路也只要追加必要的AGC电路数目的 份额就能够实现，不必追加需要大电路面积的A/D变换电路、D/A变换电 路。特别是在声音系统中，信号频率是WkHz以下的比较低的频率，因此 本AGC电路非常有效。
如果采用这种结构，可以去除上述已有的AGC电路需要的整流电路用 的、偏移检测电路用的积分电路的电容器，而且电路的规才莫不增加芯片面 积就能够实现AGC电路的多道化。
如果采用本发明，完全不需要使用电容器的积分电路，能够提供容易 内装于集成电路的AGC电路。特别是能够提供在声音系统中，结果是不增 加芯片面积，就能够容易地以低成本提供多通道的AGC电路。


图1是表示本发明第1实施形态的AGC电路的结构的方框图。
图2是表示本发明第1实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的结构的方框图。
图3是表示本发明第l实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的另一结构的方框图。
图4是表示本发明第1实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的又一结构的方框图。
图5是表示本发明第1实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的再一结构的方框图。
图6是表示本发明第1实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的又一结构的方框图。
图7是表示本发明第1实施形态的AGC电路中包含的可变增益放大电 路的又另一结构的方框图。
图8是表示本发明第1实施形态的AGC电路的另一结构的方框图。
图9是表示本发明第1实施形态的AGC电路的又一结构的方框图。
图10表示改变图9的AGC电路中包含的A/D变换电路的输入动态范 围用的部件的例子。
图11表示改变图9的AGC电路中包含的A/D变换电路的输入动态范
围用的另一部件的例子。
图12是表示本发明第2实施形态的AGC电路的结构的方框图。
图13是表示图12的AGC电路的时间性动作的时间图。
图14是表示本发明第1实施形态的AGC电路中的偏移检测电路的第 1结构例的方框图。
图15是表示本发明笫1实施形态的AGC电路中的偏移检测电路的第 2结构例的方框图。
图16是表示本发明第1实施形态的AGC电路中的偏移检测电路的第 3结构例的方框图。
图17是表示本发明第1实施形态的AGC电路中的偏移检测电路的第 4结构例的方框图。
图18是表示本发明第1实施形态的AGC电路中的偏移检测电路的第
135结构例的方框图。 符号说明
GCA1 ~ GCAn 可变增益放大电路
Ampl 差动放大电路
AD1A/D变换电路
DAID/A变换电路
Detl 电平检测电路
Det2 偏移检测电路
Gctrll 增益控制电路
Regl 寄存器
Ctrll ~Ctrl3 模式控制电路
MUX1 选择器电路
GLatchl ~ GLatchn 增益控制信号保持电路 OLatchl - OLatchn 偏移补偿信号保持电路
具体实施例方式
下面参照附图对实施本发明的最佳形态进行说明。 实施形态1
图1表示本发明实施形态1的AGC电路的代表性结构。 在图1中，记号GCAl表示由差动放大电路Ampl和可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4构成的可变增益放大电路。记号Tin表示例如输入模拟声音信号 等模拟电压的信号输入端子。记号Tout表示输出例如放大或衰减的模拟 电压的信号输出端子。记号Tagc表示输入增益控制信号的增益控制端子。 记号Toff set表示输入偏移补偿信号的偏移补偿端子。记号Tbias表示决 定偏置电压用的基准电压输入用的基准电压端子。
记号AD1表示对可变增益放大电路GCA1的输出信号进行A/D变换的 A/D变换电路。从上述信号输出端子Tout输出;f莫拟电压，但是可以从A/D 变换电路AD1取出与上述信号输出端子Tout输出的;f莫拟电压对应的数字 输出Dout。
记号Detl表示进行A/D变换电路AD1的输出信号的上侧峰值的检测 和下侧峰值的检测，从上侧峰值和下侧峰值的差分检测出振幅电平的数字
14电平(振幅)数字电平检测电路。
记号Regl表示存储决定AGC电路的最大输出振幅的基准振幅Vagc、 进行AGC电路的增益控制动作的时间间隔Tdet、以及AGC电路的一次增 益控制动作的最大增益改变振幅Gstep的寄存器。
记号Gctrll表示增益控制电路。该增益控制电路Gctrll将寄存器 Regl存储的每一时间间隔Tdet检测电路Detl的输出信号与寄存器Regl 中存储的基准振幅Vagc加以比较，在可变增益放大电路GCA1的输出振幅 高于基准振幅Vagc的情况下，将使可变增益放大电路GCA1的增益在不超 过寄存器Regl中存储的增益的最大改变幅度Gstep的范围内改变的增益 控制信号输出到可变增益放大电路GCA1。借助于这样的增益控制电路 Gctrll的动作，控制可变增益放大电路GCA1的增益，使得可变增益放大 电路GCA1的输出振幅与基准振幅Vagc —致。还有，增益控制电路Gctrll 对应于控制对象的可变电阻Rl ~R4的结构适当设计输出部的结构。
用上述增益控制电路Gctrll、电平检测电路Detl、以及寄存器Regl 构成将可变增益放大电路GCA1的输出振幅抑制在一定电平以下的增益控 制GC。借助于此，可以控制可变增益放大电路GCA1的输出振幅使其与基 准振幅一致。
记号Det2表示检测A/D变换电路AD1的输出信号的直流偏移电压的 例如数字低通滤波器构成的偏移检测电路。该偏移检测电路Det2，具体 地说，例如图14所示，由将A/D变换电路AD1的输出信号作为输入，提 取其低频分量(包含偏移分量)的数字低通滤波器DLPF1、以及对该数字 低通滤波器DLPF的输出进行放大的数字放大器DAMP1构成。该数字放大 器DAMP1的输出成为偏移检测信号。还有，数字放大器DAMP1是为增益调 整而设置的。在偏移检测电路Det2中，在不需要增益调整的情况下也可 以省略数字放大器MMP1。
记号DA1表示作为以模拟信号输出与偏移检测电路Det2的输出信号 相应的偏移补偿信号用的偏移补偿电路的D/A变换电路。也有该D/A变换 电路DA1中内装增益调整用的数字放大器的情况，在这种情况下，偏移检 测电路Det2中的数字放大电路DAMP1可以省略。
用上述偏移检测电路Det2和D/A变换电路DA1构成偏移补偿部0C。
具体的动作表示如下。首先，将输入信号Vin定义为〔数1〕
Vin = Vac + Vbiasl +厶V 在这里，Vac表示输入信号的交流分量，Vbiasl表示输入信号的直流偏置 电压，记号AV表示输入信号Vin中包含的直流偏移。上述输入信号Vin 的各分量的内直流偏移AV是AGC电路的前级电路发生的误差电压，是AGC 电路的动作不良和声音系统发出"噗"声的原因，因此有必要进行补偿。 又，通过可变电阻R3向差动放大电路Ampl的非反转输入端子输入上 述输入信号Vin，同时通过可变电阻R4输入决定输出偏置电压的基准电 压Vbias2。
而且通过可变电阻Rl向差动放大电路Ampl的反转输入端子输入由 D/A变换电路DAI输出的偏移补偿信号(Vbiasl + AV),同时通过可变 电阻R2进行输出信号Vout的反馈。
在向可变增益放大电路GCA1输入上述输入信号Vin的情况下，对于 图1中的可变电阻R1、 R2、 R3、 R4的值，如下所述关系 〔数2〕
R4 — R 2
R 1 + R 2
成立时，Vout为
〔数3〕
、， ， R 2 (R ] +R 2) (R 3 +R4)
V o u t =---Vac
Rl R1R3+2R2R3 +R2R4
丄R 3 (R 1 + R 2) 2 、、 . r)
十-.-^~~~-V b ) a s 2
R1K3+2R2R3 +R2R4
在可变增益放大电路GCA1的输出中，偏移电压AV得到补偿。又，可以 将AGC电路输出中的直流偏置电压设定为与AGC电路输入中的直流偏置电 压不同的值。也就是说，具有使信号的直流偏置电压位移的所谓偏置移位 功能。
而且对于可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4的值，关系Rl = R3、 R2 = R4成立 时，输出信号Vout的公式变得筒单，得到 〔数4〕
16<formula>formula see original document page 17</formula>
在这种情况下，也是偏移电压AV得到补偿，可以将AGC电路输出中的直 流偏置电压设定为与AGC输入电路中的直流偏置电压不同的值(偏置移位 动作)。
在这里，进一步对偏移电压AV得到补偿的理由进行说明。在这里， 只着眼于直流分量进行说明。在图l的结构中， 一旦R1-R3、 R2-R4成 立，则信号输入端子Tin的输入信号(电压)Vin与偏移补偿端子Toff set 的电压Voffset ( = Vbiasl + AV)相等。因此，在对基准电压端子Tbias 提供基准电压Vbias2的情况下，信号输出端子Tout的输出信号(电压) Vout =基准电压Vbias2 ( Vout = Vbias2 )。基准电压Vbias2是任意设定 的电压，
Vbias2 = Vbiasl的情况下，输出信号Vout为Vout = Vbiasl，成为直 流偏移AV被消除的状态。如果将基准电压Vbias2设定为不同于输入信 号的直流偏置电压Vbiasl的值，则偏置电压发生位移。
下面为了简单化对可变电阻Rl - R4存在Rl = R3、R2 = R4的关系的情 况进行说明。首先，根据上述说明，图1的可变增益放大电路GCA1的增 益设置为
〔数5〕
<formula>formula see original document page 17</formula>
将可变增益放大电路GCA1的输出信号Vout利用A/D变换电路AD1变换为 数字信号，通过在电平检测电路Detl中对在寄存器Regl中设定的振幅检 测时间Tdet的期间内的信号Vout的最大峰值、最小峰值的检测，得到振 幅电平(GlVacl )。用增益控制电路Gctrll将该电平检测电路Detl的振 幅电平检测信号与寄存器Regl中存储的基准振幅Vagc加以比较，以该比 较结果作为对可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4的值分别进行控制的增益控制信 号输出。借助于该增益控制信号改变可变电阻R1、 R2、 R3、 R4的电阻值，借助于此，控制可变增益放大电路GCA1的增益G。在增益控制动作中， 急剧的增益变动导致包络线的急剧变动，在听觉上感觉不理想，因此对可 变增益放大电路GCA1的增益进行控制使其不超越寄存器中设定的增益的 最大可变步幅Gstep。
利用上述振幅检测时间Tdet和增益控制信号的最大可变步幅Gstep， 设定时间轴上的增益变动的最大斜率，控制信号包络线的急剧变动，能够 实施在听觉上感到自然的AGC动作。借助于电平检测电路Detl和偏移检 测电路Det2实现提高包含电平检测电路Detl的增益控制部GC的响应特 性用的功能。
又可以如图2所示，构成可变增益放大电路GCA1的可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4。也就是说，将多个固定电阻与作为开关MOSFET电路的串联电路 并联连接。然后，作为增益控制信号对各构成可变电阻的固定电阻上连接 的MOSFET输入逻辑信号，使各MOSFET处于ON或OFF状态，通过决定合 成电阻值决定电阻Rl、 R2、 R3、 R4。其结果是，决定了可变增益》丈大电 路GCA1的增益。
又可以形成如下所述结构，即可变增益放大电路GCA1的可变电阻R1、 R2、 R3、 R4也可以如图3所示，将多个固定电阻与M0SFET的并联电路串
联连接得到合成电阻。
又可以如图4所示，构成可变增益放大电路GCA1。也就是利用MOSFET 的漏极电阻构成可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4。然后，作为增益控制信号， 对构成各可变R1、 R2、 R3、 R4的M0SFET输入栅极电压，改变该栅极电压 以决定漏极电阻值。其结果是，可变增益放大电路GCA1的增益得以决定。
又，作为可变增益放大电路GCA1，也可以如图5所示构成。也就是说， 利用二极管的正向电阻构成可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4。然后，作为增益 控制信号向构成各可变电阻的二极管Rl、 R2、 R3、 R4输入正向电流，改 变该正向电流以决定正向电阻值。其结果是，决定了可变增益放大电路 GCA1的增益。
还有，也可以如图6所示，采用如下所述结构，即用二极管的正向电 阻作为可变电阻R1、 R3，用多个固定电阻与M0SFET的串联电路并联连接 作为可变电阻R2、R4。又可以如图7所示，采用如下所述结构，即用M0SFET 的漏极电阻作为可变电阻Rl、 R3，用多个固定电阻与M0S晶体管的串联
18电路并联连接作为可变电阻R2、 R4。这样，作为可变电阻R1、 R2、 R3、 R4,当然可以任意选择上述各种部件。又可以将可变电阻Rl、 R2、 R3、 R4中的任何一个4故成固定电阻。
还将A/D变换电路AD1的输出信号施加于偏移检测电路Det2，在偏移 检测电路Det2进行数字低通滤波处理，以此检测直流偏置电压+直流偏 移(Vbiasl+ AV)。利用D/A变换电路DA1将该偏移检测信号作为模拟 信号即偏移补偿信号(Vbiasl+ AV)输出，通过上述可变电阻R1向上述 差动放大电路Ampl输入，以此对直流偏移AV进行补偿。更详细地说， 在对直流偏移AV进行补偿时，直流偏置电压Vbiasl也同时清除。然后 借助于电压Vbias2设定可变增益放大电路GCAl的输出电流偏置电压，以 取代清除直流偏置电压Vbiasl。该动作就是偏置移位动作。
而且，在可变增益放大电路GCA1中产生直流偏移AVgca的情况下， 通过在上述偏移补偿信号的Vbias +厶V上重叠对AVgca进行补偿用的信 号，即使是对于可变增益放大电路GCA1的的直流偏移AVgca，也能够一 起补偿。
在这里，参照图15-图18对偏移检测电路Det2的其他结构例进行说明。
图15表示偏移检测电路Det2的第2结构例。在图15中，记号DHPF1 表示数字高通滤波器，记号SUBT1表示减法器，记号DAMP2表示数字放大 器。
在该偏移检测电路Det2中，数字高通滤波器DHPF1将A/D变换电路 AD1的输出信号作为输入提取其高频分量。减法器SUBT1将A/D变换电路 AD1的输出信号和数字高通滤波器DHPF1的输出信号作为输入，从A/D变 换电路AD1的输出信号中减去数字高通滤波器DHPF1的输出信号。
作为减法器SUBT1的输出信号，输出A/D变换电路AD1的输出信号的 低频分量(包含偏移分量)。也就是说，数字高通滤波器DHPF1和减法器 SUBT1实施与数字低通滤波器等效的动作。减法器SUBT1的输出信号由数 字放大器的DAMP2放大，成为偏移检测信号。还有，数字放大器DAMP2 是为增益调整而设置的。在偏移检测电流Det2中，在不需要增益调整的 情况下，也可以省去数字放大器DAMP2。又，如果在后级的D/A变换电路 DA1有增益调整功能，则数字放大器DAMP2也可以省去。高通滤波器DHPF1与低通滤波器相比，电路规模较小，因此虽然为了 偏移检测，需要减法器SUBT1，但是作为偏移检测电路Det2整体看来， 与使用低通滤波器的情况相比，使用高通滤波器DHPF1和减法器SUBT1 电路规模较小，有利于集成化。
图"表示偏移检测电路Det2的第3结构例。在图16中，记号DLPF2 表示数字低通滤波器，记号DCP1表示数字比较器，记号UDC1表示升降计 数器，记号REF1表示规定的基准数据。
在该偏移检测电路Det2中，数字低通滤波器DLPF2将A/D变换电路 AD1的输出信号作为输入，提取其低频分量(包含偏移分量)。
数字比较器DCP1对数字低通滤波器DLPF2的输出信号与规定的基准值 数据REF1 (数字值)的大小关系进行比较检测，输出其比较结果信号。 升降计数器UDC1对输入时钟信号进行计数，依据数字比较器DCP1输出的 比较结果信号，实施切换升计数动作与降计数动作的切换动作。因此，升 降计数器UDC1的计数值成为偏移检测信号，与A/D变换电路AD1的输出 信号的直流分量对应。
这样设置将数字低通滤波器DLPF2的输出信号与基准数据REF1加以比 较的数字比较器DCP1，能够根据该数字比较器DCP1的比较结果，对升降 计数器UDC1的升计数动作和降计数动作进行切换，这样能够将偏移量作 为计数值检测。又，由于能够将偏移量作为计数值检测，能够得到如下所 述的作用效果。在不使用升降计数器的情况下，插入具有与所要求的偏移 补偿量对应的增益的数字放大器，但是如果使用升降计数器，则可以不使 用数字放大器，用适当的增益检测偏移量，有利于集成化。
图17表示偏移检测电路Det2的第4结构例。在图17中，记号DHPF2 表示数字高通滤波器，记号SUBT2表示减法器，记号DCP2表示数字比较 器，记号UDC2表示升计数器，记号REF2表示规定的基准数据。
在该偏移检测电路Det2中，数字高通滤波器DHPF2将A/D变换电路 AD2的输出信号作为输入，提取其高频分量。减法器SUBT2将A/D变换电 路AD1的输出信号和数字高通滤波器DHPF2的输出信号作为输入，从A/D 变换电路AD1的输出信号减去数字高通滤波器DPHF2的输出信号。作为减 法器SUBT2的输出信号，输出A/D变换电路AD1的输出信号的低频分量(包 含偏移分量)。也就是说，使数字高通滤波器DHPF2、减法器SUBT2实施与数字低通滤波器等效的工作。
数字比较器DCP1对减法器SUBT2的输出信号和规定的基准数据REF2 之间的大小关系进行比较检测，输出其比较结果信号。升降计数器UDC2 对输入时钟脉冲进行计数，根据数字比较器DCP2输出的比较结果信号进 行升计数动作和降计数动作的切换动作。因此，升降计数器UDC2的计数 值成为偏移检测信号，对应于A/D变换电路AD1的输出信号的直流分量。
用该图17的偏移检测电路Det2时，能够得到图15的偏移检测电路 Det2与图16的偏移检测电路Det2两者的作用效果。
图18表示偏移检测电路Det2的笫5例。该偏移检测电路Det2由最大 峰值检测电路PK1、最小峰值检测电路PK2、中央值运算部CH1构成。具 体地说，该偏移检测电路Det2,取代低通滤波器进行的处理，用最大峰 值检测电路PK1检测电平检测电路Detl检测出的输出信号Vout的最大峰 值，用最小峰值检测电路PK2检测出输出信号Vout的最小峰值，用中央 值运算部PU1计算输出信号Vout的最大峰值和最小峰值之间的中间值， 以此求包含偏移分量的直流偏置电压。
如果采用图1的结构，能够提供借助于对增益进行控制的电路部以及 对偏移进行补偿的电路部使用数字电路，根据振幅检测时间Tdet和增益 控制信号的最大可变步幅Gstep,设定时间轴上的增益变动的最大斜率的 结构，可以完全不要使用电容器的积分电路，就能够根据输入信号Vin 的振幅Vac控制可变增益放大电路GCAl的增益，输出的直流偏移也良好 的AGC电路。从而，也容易将AGC电路内装于集成电路中。
又如图8所示，也可以采用在偏移补偿信号的输出用D/A变换电路DA2 的输出部设置利用模式控制电路Ctrll控制的闩锁(latch)电路等输出 信号保持部件，能够切换偏移补偿动作模式(通常动作模式)与偏移补偿 信号保持模式的结构。而且，如果切换到偏移补偿信号保持模式，就使在 该模式中不需要工作的偏移检测电路Det2以及D/A变换电路DA2中的偏
移补偿信号保持所需要的电路以外的部分处于休止状态或低电流消耗状 态(低电流消耗模式)。
通过这样构成，能够不损害本发明的实施形态的AGC电路的偏移补偿 能力地减少消耗电流。也就是说，只有在检测出电源接通时、检测出借助 于外部控制，AGC电路从低功率消耗状态转移到工作状态时、以及检测出例如AGC电路的前级上连接的放大器的增益改变的情况等AGC电路的输入 或输出上连接的电路的状态发生变化时采取偏移补偿动作模式。然后在一 连串的偏移补偿动作结束后采取偏移补偿信号保持模式。在该偏移补偿信 号保持模式中，使偏移检测电路和D/A变换电路采取休止模式或低电流消 耗模式。通过形成这样的结构，能够减小电流消耗。
而且如图9所示，也可以在上述图8的结构的基础上，对增益控制电 路Gctrl2赋予增益控制信号保持部件，同时利用模式控制电路Ctr12进 行控制，使包含增益控制电路Gcrtl2和电平检测电路Detl的增益控制部 GC与包含偏移检测电路Det2和D/A变换电路M2的偏移补偿部OC排他 性地动作。在增益控制动作时，增益控制部GC进行增益控制动作，偏移 补偿部OC受到控制，成为偏移补偿信号保持模式。又，在偏移补偿动作 时，增益控制部GC成为增益控制信号保持模式，偏移补偿部OC受到控制， 进行偏移补偿动作。
而且，也可以形成能够使决定A/D变换电路的输入动态范围用的基准 电压Vrefad改变，利用模式控制电路Ctrl2对其进行选择控制，以便能 够将A/D变换电路的输入动态范围设定为宽带域模式和狭带域模式的结 构。例如图10所示，在A/D变换电路的输入动态范围与A/D变换电路的 基准电压存在比例关系的情况下，在增益控制动作时，通过提高基准电压 Vrefad，将输入动态范围DR形成为宽带域模式(=2 . Vefad )，使A/D 变换电路的输入动态范围DR能够覆盖AGC电路的输出振幅。另一方面， 在偏移补偿动作时，降低基准电压(例如Vrefad/6),以此将输入动态 范围DR形成为狭带域模式(=Vrefad/3),形成能够检测可变增益放大 电路的微小的偏移电压的结构。
又可以形成例如图11所示的结构。也就是说，A/D变换电路的输入 放大器AmpADIN采用可变增益放大器，在增益控制动作时通过降低A/D 变换电路的输入i文大器AmpADIN的增益Gadin，将输入动态范围DR形成 为宽带域模式(=2 .Vrefad),形成A/D变换电路的输入动态范围DR能 够覆盖AGC电路的输出振幅的结构。另一方面，在偏移补偿动作时，通过 降低A/D变换电路的输入放大器AmpADIN的增益Gadin,将输入动态范围 DR形成为狭带域模式(- Vrefad/3),形成能够检测可变增益放大电路 的微小的偏移电压的结构。通过采用这样的结构，能够在不改变A/D变换电路的位(bit )数的情 况下既加大增益控制电路的AGC电路的输出振幅，又提高偏移补偿动作的 偏移补偿精度。
也就是说，在增益控制动作时，使A/D变换电路AD1为宽带域模式， 通过加大输入动态范围，能够确保AGC电路有宽的输出动态范围。又，在 偏移补偿动作时，使A/D变换电路AD1为狭带域模式缩小输入动态范围， 使每一LSB的电压值减小，能够确保高检测精度。
考虑例如用AGC电路输出处理lVrms即2. 8Vpp的信号的情况。A/D变 换电路的位数假设为10位，A/D变换电路的基准电压Vrefad、 A/D变换 电路的输入动态范围DR、 A/D变换电路的能够实现A/D变换的输入电压 Vinad、 AGC电路的输出偏置电压Vbias2之间存在下式表示的关系式。 〔数6〕
DR = V r e f a d X 2
〔数7〕
Vb i a s 2-Vi e f a d^V i n"SVb i a s 2十Vr e " d
而且，假设A/D变换电路的宽带域模式的基准电压Vrefadl为1. 5V， 狭带域模式的基准电压Vrefad2为0. "V。
这时，在宽带域模式中，A/D变换电路的输入动态范围DR1为3. OV， 每一 LSB约3mV。又，在狭带域模式中，A/D变换电路的输入动态范围DR2 为0. 5V,每一 LSB为0. 5mV。通常如果考虑放大电路的直流偏移电压为数 mV 数十mV左右，则如上所述，通过对A/D变换电路准备狭带域模式，
能够实现非常高的偏移补偿动作。
还有，当然可以考虑在D/A变换电路中没有保持部件，使增益控制电
路具有保持部件的结构。 实施形态2
图12表示本发明实施形态2的AGC电路的结构。在图12中，与图9的AGC电路相同的结构要素标以相同的符号并省略 其说明，只说明与图1所示的AGC电路相比，新增加的要素。
在图12中，该AGC电路配置n个(n>2)可变增益放大电路GCA1、
GCA2........GCAn、 n个增益控制信号保持电路GLatchl、 GLatch2........
GLatchn、 n个偏移补偿信号保持电路OLatchl、 0Latch2....... OLatchn、
输入可变增益放大电路GCA1 、 GCA2……GCAn的输出信号Vou 11 、 Vou 12......
Voutn，选择其中的一个输出到A/D变换电路AD1的选择电路Muxl、以及 对信号选择、增益控制动作、偏移补偿动作进行控制的模式控制电路 Ctrl3。
向n道的可变增益放大电路GCA1、 GCA2……GCAn输入信号Vinl、
Vin2……Vinn。又，可变增益放大电路GCA1、 GCA2........ GCAn共同地
被加上基准电压VrefO，以此设定输出直流偏置。
又，增益控制信号保持电路GLatchk (k-l、 2........ n)和偏移补
偿信号保持电路0Latchk利用模式控制电路Ctrl3控制于信号导通状态或 信号保持状态。
又，通过上述增益控制信号保持电路GLatchk将上述增益控制电路 Gctrll输出的增益控制信号连接到上述可变增益放大电路GLatchk，将 D/A变换电路DA1输出的偏移补偿信号通过上述偏移补偿信号保持电路 OLatchk也连接于其上。
而且从模式控制电路Crtl3向上述增益控制信号保持电路GLatchk和 上述偏移补偿信号保持电路OLatchk输出信号保持控制信号。
又，模式控制电路Ctr13形成对选择电路Muxl输出信号选择控制信号 的结构。
具体的动作如下所示，在该AGC电路中，向n个上述可变增益放大电
路GCAk (k-l、 2........ n)分别输入信号Vink (k-l、 2........ n)，
输出以各可变增益放大电路GCAk的增益Gk放大的输出信号Voutk( k = 1、
2........ n)。这些输出信号Vout被输入到上述选择电路Muxl，利用控
制电路Ctrl3输出的信号选择控制信号进行选择，输入到A/D变换电路 AD1。
输入到A/D变换电路AD1的信号在增益控制动作时利用电平检测电路 Detl与增益控制电路Gctrll变换为增益控制信号，通过利用控制电路
24Ctrl3i;
益放大电路GCAk的增益。这时增益控制信号保持电路GLatchk以外的增
益控制信号保持电路GLatchi ( i = 1、 2........ n、 i-k)和全部偏移补
偿信号保持电路0Latchl、0Latch2.......OLatchn利用才莫式控制电路Ctrl3
控制于信号保持状态。上述增益控制动作从k-l-n依序进行，实施一个 循环的全部可变增益放大电路GCA1、 GCA2、……GCAn的增益控制动作， 反复进行该一周期的动作，继续进行增益控制动作。
又，在偏移补偿动作时，利用选择电路Muxl选择，利用A/D变换电路 AD1进行AD变换的可变增益放大电路GCAk的输出信号Voutk利用偏移检 测电路Detl和D/A变换电路DA1变换为偏移补偿信号。然后，通过利用 模式控制电路Ctrl3设定为信号导通状态的偏移补偿信号保持电路 Olatchk进行可变增益放大电路GCAk的偏移补偿。这时全部增益控制信
号保持电路GLatchl、 GLatch2.......GLatchn与增益控制信号保持电路
OLatchk以外的增益控制信号保持电路OLatchi ( i = 1、 2........ n、 i
-k)利用模式控制电路Ctrl3控制于信号保持状态。
从k = 1 ~n依序进行上述偏移补偿动作，实施全部可变增益放大电路
GCA1、 GCA2.......GCAn的偏移补偿动作一个周期，完成偏移补偿动作。
上述偏移补偿动作也可以实施两个周期以上。又，在进行偏移补偿动作时， 如果预先使可变增益放大电路GCAk为无信号状态，则能够实施高精度的 偏移补偿动作。上述偏移补偿动作和增益控制动作的时间系列的流程的一 个例子示于图13。
如果采用图12的结构，在需要多个AGC电路的系统中，也只是增加可 变增益放大电路的数目，不需要增加需要大电路规模和芯片面积的A/D 变换电路和D/A变换电路，能够提供容易安装于集成电路的优异的AGC 电路。特别是在声音系统中，信号频率为20kHz以下的比较低的频率，近 年来考虑A/D变换电路和DA变换电路的高速化时，能够以最小电路规模 和芯片面积提供多道的AGC电路。
工业应用性
如上所述，本发明的AGC电路完全不使用需要电容器的积分电路，直 流偏移非常小，适合多道情况下的集成化，特别是非常适用于声音系统的 AGC电路。
2权利要求
1.一种AGC电路，其特征在于，具备可变增益放大电路，对输入的信号进行放大、A/D变换电路，对所述可变增益放大电路的输出信号进行A/D变换、增益控制部，从所述A/D变换电路的输出信号检测所述可变增益放大电路的输出振幅，将所述可变增益放大电路的输出振幅与所述预先设定的基准振幅加以比较，以此生成增益控制信号，输出到所述可变增益放大电路、以及偏移补偿部，从所述A/D变换电路的输出信号检测出所述可变增益放大电路的输出直流偏移量，生成对所述可变增益放大电路的输出直流偏移进行补偿的偏移补偿信号，输出到所述增益可变放大电路的。
2. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述可变增益放大电路由信号输入端子、信号输出端子、输入所述增益控制信号的增益控制端子、输入所述偏移补偿信号的偏移补偿端子、输 入基准电压的基准电压端子、输出端子成为所述信号输出端子的差动放大 电路、连接于所述偏移补偿端子与所述差动放大电路的反转输入端子之间 的第1可变电阻、连接于所述差动放大电路的反转输入端子与输出端子之 间的第2可变电阻、连接于所述信号输入端子与所述差动放大电路的非反 转输入端子之间的第3可变电阻、以及连接于所述差动放大电路的非反转 输入端子与所述基准电压端子之间的第4可变电阻构成，所述第1-第4变。
3. 才艮据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述基准振幅利用寄存器设定。
4. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述增益控制部由从所述A/D变换电路的输出信号检测所述可变增益放大电路的输出振幅的电平检测电路、将根据所述电平检测电路检测出 的所述可变增益放大电路的输出振幅与所述预先设定的基准振幅进行比 较，以此生成增益控制信号，向所述可变增益放大电路输出的增益控制电 路构成。
5. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移补偿部由从所述AD变换电路的输出信号检测所述可变增益放大电路的输出直流偏移量的偏移检测电路、以及生成对所述偏移检测电 路检测出的所述可变增益放大电路的输出直流偏移进行补偿的偏移补偿 信号输出到所述可变增益放大电路的偏移补偿电路构成。
6. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移补偿电路由D/A变换电路构成。
7. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移检测电路由提取所述A/D变换电路的输出信号的低频分量的低通滤波器构成。
8. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移检测电路由提取所述A/D变换电路的输出信号的高频分量的高通滤波器、以及从所述A/D变换电路的输出信号减去所述高通滤波器 的输出信号的减法器构成。
9. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所迷偏移检测电路由提取所述A/D变换电路的输出信号的低频分量的低通滤波器、将所述低通滤波器的输出信号与规定的基准数据进行比较 的比较器、以及将所述比较器的比较结杲信号作为升降切换信号，对输入 时钟脉冲进行升计数或降计数的升降计数器构成。
10. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移检测电路由提取所述A/D变换电路的输出信号的高频分量的高通滤波器、从所述A/D变换电路的输出信号减去所述高通滤波器的输 出信号的减法器、将所述减法器的输出信号与规定的基准数据加以比较的 比较器、以及将所述比较器的比较结果信号作为升降切换信号，对输入时 钟脉冲进行升计数或降计数的升降计数器构成。
11. 根据权利要求5所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移检测电路由检测所述A/D变换电路的输出信号的上侧峰值的上側峰值检测器、检测所述A/D变换电路的输出信号的下侧峰值的下侧 峰值检测电路、以及计算所述上侧峰值与所述下侧峰值的中央值的中央值 运算部构成。
12. 才艮据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于，所述可变增益放大电路包含决定增益的电阻电路，所述电阻电路由具 有各不相同的电阻值，根据所述增益控制信号选择的多个电阻构成。
13. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述可变增益放大电路包含决定增益的电阻电路，所述电阻电路由才艮
14. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述可变增益放大电路包含决定增益的电阻电路，所述电阻电路由才艮据以电流的形式流动的所述增益控制信号改变正向电阻的二极管构成。
15. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述可变增益放大电路包含决定增益的电阻电路，所述电阻电路由具有各不相同的电阻值，根据所述增益控制信号选择的多个电阻、根据输入 到栅极的所述增益控制信号改变漏极电阻的M0SFET、以及根据以电流的 形式流动的所述增益控制信号正向电阻发生变化的二极管中的至少任意 两个部件的组合构成。
16. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述可变增益放大电路具有输入直流偏置与输出直流偏置电压不同的偏置移位功能。
17. 才艮据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述增益控制部与所述偏移补偿部中的任一方或双方具有保持输出值的输出值保持部件。
18. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述增益控制部与所述偏移补偿部中的任一方或双方具有保持输出值的输出值保持部件，具备在利用所述输出保持部件保持输出值的状态 下，以用所述输出保持部件使不使用的电路部停止工作的低消耗电流模 式，使所述增益控制部和所述偏移补偿部中的至少任一个或两者工作的模 式控制电路。
19. 才艮据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于， 所述增益控制部与所述偏移补偿部双方具有保持输出值的输出值保持部件，具备所述增益控制部和所述偏移补偿部能够实施排他动作的模式期间，所述偏移补偿部进行偏移补偿动作，同时所述偏移补偿部利用所述输出保持部件保持输出值期间，所述增益控制部进行增益控制动作。
20. 根据权利要求19所述的AGC电路，其特征在于， 与所述增益控制部进行增益控制动作期间的所述A/D变换电路的1LSB相当的电压值不同于与所述偏移补偿部进行偏移补偿动作的期间的 所述A/D变换电路的1LSB相当的电压值，由此所述增益控制部进行增益 控制动作期间的所述A/D变换电路的输入动态范围与所述偏移补偿部进 行偏移补偿动作的期间的所述A/D变换电路的输入动态范围不同。
21. 根据权利要求19所述的AGC电路，其特征在于， 所述偏移补偿部进行偏移补偿动作的期间的所述A/D变换电路的输A/D变换电路的输入级放大器的增益，由此所述增益控制部进行增益控制 动作期间的所述A/D变换电路的输入动态范围与所述偏移补偿部进行偏 移补偿动作的期间的所述A/D变换电路的输入动态范围不同。
22. 根据权利要求19所述的AGC电路，其特征在于， 根据决定所述A/D变换电路的输入动态范围的基准电压，所述增益控偏移补偿动作的期间的所述基准电压，由此所述偏移补偿部进行偏移补偿 动作的期间的所述A/D变换电路的输入动态范围与所述增益控制部进4亍 增益控制动作的期间的所述A/D变换电路的输入动态范围不同。
23. 根据权利要求1所述的AGC电路，其特征在于，具备多个所述可变增益放大电路，所述增益控制部对多个所述可变增 益放大电路进行增益控制，所述偏移补偿部对多个所述可变增益放大电路 进行偏移补偿。
24. 才艮据权利要求23所述的AGC电路，其特征在于， 所述增益控制部对多个所述可变增益放大电路进行分时增益控制，所述偏移补偿部对多个所述可变增益放大电路进行分时偏移补偿。
全文摘要
本发明提供完全不使用外附电容，偏移电压非常小，而且集成化容易的AGC电路。为此设置具有利用增益控制信号控制的增益，利用偏移补偿信号控制输出的直流偏移的可变增益放大电路(GCA1)、对该可变增益放大电路(GCA1)的输出信号进行A/D变换的A/D变换电路(AD1)、对该A/D变换电路(AD1)的输出信号的峰值进行检测，检测振幅电平的电平检测电路(Det1)、输出与该电平检测电路(Det1)的输出信号相应的增益控制信号的增益控制电路(Gctrl1)、具备从A/D变换电路(AD1)的输出信号取出直流分量的低通滤波器的偏移检测电路(Det2)、以及对偏移检测电路(Det2)的输出信号进行D/A变换，输出偏置补偿信号的D/A变换电路(DA1)。
文档编号H03G3/20GK101542899SQ20088000022
公开日2009年9月23日 申请日期2008年3月19日 优先权日2007年3月19日
发明者中井贵之, 石田琢磨 申请人:松下电器产业株式会社