专利名称：锁相环及其压控振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及锁相环，尤其涉及一种带自动频率控制和自动幅度控制的压控振荡电路及包含该压控振荡电路的锁相环。
背景技术：
在低成本的射频通讯电路中，经常使用键合线电感和MOS电容构成振荡器，键合线电感的误差大，为了弥补这个误差，需要有足够大的频率范围，大的频率范围通常需要分段来实现，因此需要有频率控制电路来实现多波段的切换。MOS电容的品质因数较差，同时在宽的频率范围内，键合线电感的品质因数变化很大，导致在整个频率范围内的幅度变化过大，容易出现高频段幅度过高、低频段不易起振的问题，所以需要对电路的振荡幅度进行控制，才能提供良好的频率稳定性和噪声性能。
传统的自动频率控制电路采用频率预设的方案，如图1所示，该方案包括振荡电路11、电容阵列12、自动频率控制模块13。其中，电容阵列12在输入端m位电容状态位 vc<l:m>的控制下组成了电容阵列12的an组电容值，每一组电容值对应着振荡电路11的一个频段。振荡电路11接入的控制电压vctr调节振荡电路11每一个频段内的频率，输出两路差分信号op和on。自动频率控制模块13包含频率查询模块14和波段预设表15。波段预设表15是事先根据测试或仿真结果建立的一个电容状态位vc<l :m>和振荡电路11的频段一一对应的表格，频率查询模块14从系统接收到包含目标频率的数据DATA以后，即向频率预设表15中读取此目标频率所在频段对应的电容状态位的值，并将此值输出给电容阵列12，即完成频率设置。这种方法的优点是实现简单，缺点是对工艺和温度等变化的补偿能力差，容易出现频率偏差超出预期的情况，影响产品的成品率和适用范围。
传统的自动幅度控制电路采用幅度反馈控制方案，如图2所示，包括振荡电路21、 电容阵列22、幅度检测器沈、第一环路滤波器27、环路放大器观、第二环路滤波器四、尾电流晶体管M5。其中，幅度检测器沈将振荡电路21的信号幅度转换成输出电平信号ampl， ampl经第一环路滤波器27滤波后，输出到环路放大器观，在环路放大器观中与标准参考电平Vref比较并放大，经由第二环路滤波器四滤波后，输出直流电平vb，用来偏置尾电流晶体管M5以控制尾电流的大小。这种结构虽然幅度控制精度较高，但是会显著降低振荡器的相位噪声性能特别是低频率偏移的相位噪声性能，而且片上滤波电路也会占用很大的芯片面积，不利于低成本的控制。发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种锁相环及其压控振荡电路，能够实现低成本、高性能、抗干扰能力强的自动幅度控制和自动频率控制。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种压控振荡电路，包括
压控振荡器，在控制电压的控制下产生振荡信号；
电容阵列模块，与所述压控振荡器的输出端相连，在电容状态位信号的控制下改变等效电容值，以切换所述振荡信号的频段；
尾电流阵列模块，向所述压控振荡器提供尾电流，在尾电流状态位信号的控制下调节所述尾电流的强度，以使所述振荡信号的振幅保持不变；
自动频率控制模块，接收所述振荡信号以及外部输入的目标频率、充电电压、窗口上限电压、窗口下限电压，若所述目标频率落在所述振荡信号当前的频段外，则将所述窗口上限电压或窗口下限电压作为所述控制电压输入至所述压控振荡器，并调节所述电容状态位信号，直至所述目标频率落入调节后的振荡信号频段内，并将所述控制电压切换为充电电压；
自动幅度控制模块，根据所述电容状态位信号调节所述尾电流状态位信号，以补偿因频段切换造成的振荡信号幅度变化。
可选地，所述自动频率控制模块包括电压多路选择器、频率检测模块和频率控制模块，其中
所述电压多路选择器，在选择信号的控制下，选择所述充电电压、窗口上限电压和窗口下限电压其中之一作为所述控制电压输入至所述压控振荡器；
所述频率检测模块，在所述频率控制模块的控制下，接收所述振荡信号并将其与所述目标频率进行比较；
所述频率控制模块，根据所述频率检测模块的比较结果调节所述选择信号和电容状态位信号，直至所述目标频率落入调节后的振荡信号频段内。
可选地，所述频率控制模块采用如下方式调节所述选择信号和电容状态位信号
首先通过所述选择信号选择所述窗口下限电压作为控制电压；
若所述比较结果指示所述目标频率低于振荡信号的当前频率，则继续将所述窗口下限电压作为控制电压，并调节所述电容状态位信号以增大所述电容阵列模块的等效电容值，直至所述目标频率高于调节后的振荡信号频率，并将所述控制电压切换为所述充电电压；
若所述比较结果指示所述目标频率高于振荡信号的当前频率，则将所述控制电压切换为窗口上限电压，之后若所述比较结果指示所述目标频率低于切换后的振荡信号频率，则将所述控制电压切换为所述充电电压，否则调节所述电容状态位信号以减小所述电容阵列模块的等效电容值，直至所述目标频率低于调节后的振荡信号频率，并将所述控制电压切换为所述充电电压。
可选地，所述频率检测模块包括
分频器，对所述振荡信号进行分频后产生分频信号；
频率检测器，在所述频率控制模块的控制下，以外部的标准参考时钟为标准对所述分频信号进行计数，并计算所述振荡信号的频率；
比较器，在所述频率控制模块的控制下，将所述振荡信号的频率与目标频率进行比较，产生所述比较结果。
可选地，所述自动幅度控制模块包括
幅度分段预设表模块，其中存储有所述尾电流状态位信号与电容状态位信号分段对应的映射表；
幅度控制模块，根据所述电容状态位信号从所述幅度分段预设表模块中查找对应的尾电流状态位信号；
锁存器，与所述幅度控制模块相连，对所述尾电流状态位信号进行锁存后输出至尾电流阵列模块。
可选地，所述尾电流阵列模块包括
偏置MOS晶体管，其源极连接电源，栅极接收预设的尾电流偏置电压，漏极连接所述压控振荡器的尾电流输入端；
多个尾电流MOS晶体管，其中每一尾电流MOS晶体管的源极连接电源，栅极分别连接一开关模块的输出端，漏极连接所述压控振荡器的尾电流输入端，所述开关模块的输入端接收所述尾电流偏置电压，所述开关模块的控制端由所述尾电流状态位信号控制。
可选地，所述多个尾电流MOS晶体管的宽长比依次倍增。
可选地，所述电容阵列模块包括多个并联的电容单元，每一电容单元包括
第一 PMOS晶体管，其栅极连接所述压控振荡器的正相输出端；
与所述第一 PMOS晶体管相同的第二 PMOS晶体管，其栅极连接所述压控振荡器的负相输出端；
开关模块，其输入端连接电源或接地，其输出端连接所述第一 PMOS晶体管和第二 PMOS晶体管的源极和漏极，其控制端由所述电容状态位信号控制。
可选地，所述电容单元中的第一PMOS晶体管包括多个PMOS晶体管，其中每一PMOS 晶体管的栅极连接所述正相输出端，源极和漏极连接所述开关模块的输出端，所述电容单元中的第二 PMOS晶体管包括多个PMOS晶体管，其中每一 PMOS晶体管的栅极连接所述负相输出端，源极和漏极连接所述开关模块的输出端；其中，所述多个电容单元内第一 PMOS晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增，第二 PMOS晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增。
本发明还提供了一种锁相环，包括以上任一项所述的压控振荡电路。
与现有技术相比，本发明具有以下优点
本发明实施例的压控振荡电路中，在目标频率落在当前振荡信号频段之外时，采用自动频率控制模块来将窗口上限电压或窗口下限电压作为控制电压输入至压控振荡器， 并调整电容阵列模块的等效电容值，直至目标频率落入调节后的振荡信号频段内，之后将控制电压切换为锁相环中电荷泵输出的充电电压，并且在调节电容之后，由自动幅度控制模块根据电容的改变来调节尾电流的强度，以补偿振荡信号幅度的变化，从而实现了自动的频率和幅度控制，具有低成本、高性能、抗干扰能力强等优点。
图1是现有技术中一种压控振荡电路的结构框图2是现有技术中另一种压控振荡电路的结构框图3是本发明实施例的压控振荡电路的结构框图4是图3中的压控振荡器的详细电路与尾电流阵列模块和电容阵列模块的连接结构图5是图3中的尾电流阵列模块的详细电路图6是图3中的电容阵列模块的详细电路图7是图3中的自动频率控制模块的详细结构与压控振荡器的连接结构图8是图7中的自动频率控制模块进行频率搜索时的工作方式示意图9是图3中的自动幅度控制模块的详细机构与其他模块之间的连接结构图10是图3中压控振荡器在恒定尾电流下的振荡幅度-电容状态位关系曲线图11是采用本发明实施例的压控振荡器的锁相环的工作流程图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
图3示出了本实施例的压控振荡电路的结构框图，包括压控振荡器31、电容阵列模块33、自动频率控制模块30、尾电流阵列模块32和自动幅度控制模块31。
其中，压控振荡器31在控制电压vctr的控制下产生振荡信号，其中，控制电压 vctr由自动频率控制模块30来提供。
压控振荡器31的详细电路结构可以参考图4，包括晶体管M1，其源极接收尾电流阵列模块32提供的尾电流It，栅极连接振荡信号的正相输出端op，漏极连接振荡信号的负相输出端on ；晶体管M2，其源极接收尾电流阵列模块32提供的尾电流It，栅极连接晶体管 Ml的漏极，漏极连接振荡信号的正相输出端op ；晶体管M3，其源极接地，栅极连接振荡信号的正相输出端op，漏极连接振荡信号的负相输出端on ；晶体管M4，其源极接地，栅极连接振荡信号的负相输出端on，漏极连接振荡信号的正相输出端op ；电感Li，其一端连接振荡信号的正相输出端op，另一端连接振荡信号的负相输出端on ；可变电容Cvl，其一端连接振荡信号的负相输出端on，另一端接收控制电压vctr ；可变电容Cv2，其一端连接振荡信号的正相输出端op，另一端接收控制电压vctr。
压控振荡器31的正相输出端op和负相输出端on之间连接有电容阵列模块31， 电容阵列模块31的每一等效电容值对应一个振荡信号的频段，而控制电压vctr可以在每一频段内对振荡信号的具体频率进行微调。压控振荡器31的尾电流输入端连接有尾电流阵列模块32，尾电流阵列模块32可以提供不同强度的尾电流大小，从而调节压控振荡器31 输出的振荡信号的振荡幅度。
需要说明的是，图4中的压控振荡器31的具体电路仅是示意，本领域技术人员应当理解，可以采用任何适当的压控振荡器，只要能够通过控制电压vctr来调节输出的振荡信号频率即可。
继续参考图3和图4，电容阵列模块33与压控振荡器31的输出端相连，在电容状态位信号vc<l:m>的控制下改变等效电容值，以切换振荡信号的频段。作为示例，本实施例中电容状态位信号vc为m位的数字信号，其中m为正整数。
继续参考图3和图4，尾电流阵列模块32向压控振荡器31提供尾电流It，在尾电流状态位信号tc<l:n>的控制下调节尾电流It的强度，以使振荡信号的幅度保持不变。注意，本文中所采用的术语“保持不变”指的是在允许的误差范围内保持不变，即保持在预设的幅度范围内。
继续参考图3，自动频率控制模块30接收上述振荡信号以及外部输入的目标频率 (包含在从外部接收的系统数据DATA中)、充电电压(例如可以是锁相环中电荷泵输出的电压)、窗口上限电压、窗口下限电压，若目标频率落在振荡信号当前的频段外，则将所述窗口上限电压或窗口下限电压作为控制电压vctr输入至压控振荡器31，并调节电容状态位信号VC<l:m>，直至目标频率落入调节后的振荡信号频段内，并将控制电压vctr切换为充电电压。其中，窗口上限电压和窗口下限电压分别为压控振荡器31所允许的控制电压vctr 范围的两个端点值或者在两个端点值之间的一个子集。更具体地，窗口上限电压和窗口下限电压可以对应于图4中的可变电容Cvl和Cv2的电压-电容曲线所允许的电压调节范围的端点，或者对应于两个端点之间的范围的一个子集。
继续参考图3，自动幅度控制模块31根据电容状态位信号vC<l:m>调节尾电流状态位信号tc<l:n>，以补偿因频段切换造成的振荡信号幅度变化。
本实施例中，自动频率控制模块30在改变电容状态位信号VC<l:m>之后，还产生触发信号AACD，以触发自动幅度控制模块31对电流状态位信号tc<l :n>进行调整。
图5示出了图3中的尾电流阵列模块32的详细电路，下面结合图3和图5进行详细说明。尾电流阵列模块32具体包括偏置MOS晶体管M6，其源极连接电源VDD，栅极接收预设的尾电流偏置电压vbias，漏极连接压控振荡器31的尾电流输入端；多个尾电流MOS晶体管M0<1>、M0<2>......Μ0<η>，其中每一尾电流MOS晶体管MO的源极连接电源VDD，栅极分别连接一开关模块15的输出端，漏极连接压控振荡器31的尾电流输入端，开关模块 15的输入端接收尾电流偏置电压vbias，开关模块15的控制端分别由尾电流状态位信号 tc<l:n>的各个比特控制。
其中尾电流偏置电压vbias是采用标准电压源等器件提供的标准电压，在尾电流状态位信号tc<l:n>的各个比特控制下，各尾电流MOS晶体管M0<1>、M0<2>......Μ0<η>接通或者断开，在接通时提供电流，使得尾电流It增大，在断开时不提供电流，使得尾电流It减小。作为一个优选的实施例，多个尾电流MOS晶体管M0<1>、M0<2>......Μ0<η>的宽长比依次倍增，例如尾电流MOS晶体管M0<2>的宽长比是尾电流MOS晶体管M0<1>的2倍，尾电流MOS晶体管M0<3>的宽长比是尾电流MOS晶体管M0<2>的2倍，依次类推，从而在同样的尾电流偏置电压vbias控制下，各个尾电流MOS晶体管M0<1>、M0<2>......Μ0<η>在接通时所提供的电流依次倍增。偏置MOS晶体管M6是一个额外的晶体管，用来在尾电流偏置电压 vbias的控制下提供一个固定的电流。本实施例中尾电流状态位信号tc<l:n>共有η个比特，即有η个尾电流MOS晶体管，从而对应2η个不同的电流值。
图6示出了图3中的电容阵列模块31的详细电路图，下面结合图3和图6进行详细说明。电容阵列模块31具体包括多个并联的电容单元60，其中每一电容单元 60包括第一 PMOS晶体管(例如，在每个电容单元60中分别为第一第晶体管Μ1<1>、Ml<2>......Ml<m>)，其栅极连接压控振荡器31的正相输出端op ；与第一 PMOS晶体管相同的第二 PMOS晶体管(例如，在每个电容单元60中分别为M2<1>、M2<2>......M2&>)，其栅极连接压控振荡器31的负相输出端on ；开关模块14，其输入端连接电源VDD或接地GND， 其输出端连接第一 PMOS晶体管和第二 PMOS晶体管的源极和漏极，其控制端由电容状态位信号vC<l:m>的各个比特控制。
在电容状态位信号vC<l:m>的各个比特的控制下，各个电容单元60中第一晶体管和第二晶体管的源极和漏极连接电源VDD或接地GND，从而进入耗尽区或者强反型区，由于耗尽区电容很小，强反型区电容很大，因此，源极和漏极电压的切换实现了电容的接通和切断，类似电容的开关，从而实现了等效电容值的调节，其中每个等效电容值对应压控振荡器 31的一个频段，本实施例中包括m个电容单元60，因而具有2m组等效电容值，分别对应2m 个振荡信号频段。
优选地，电容单元60中第一 PMOS晶体管包括多个PMOS晶体管，其中每一 PMOS晶体管的栅极连接正相输出端op，源极和漏极连接开关模块14的输出端，即每一第一PMOS晶体管都包括多个相同的、并联的PMOS晶体管；电容单元60中的第二 PMOS晶体管包括多个 PMOS晶体管，其中每一 PMOS晶体管的栅极连接负相输出端on，源极和漏极连接开关模块14 的输出端，即每一第二 PMOS晶体管都包括多个相同的、并联的PMOS晶体管。其中，各个电容单元60内第一 PMOS晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增，第二 PMOS晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增，例如，第一 PMOS晶体管Ml<2>、第二 PMOS晶体管M2<2>中包含的PMOS晶体管的数量是第一 PMOS晶体管M1<1>、第二 PMOS晶体管M2<1>的两倍，第一 PMOS晶体管Ml<3>、第二 PMOS晶体管M2<3>中包含的PMOS晶体管的数量是第一 PMOS晶体管Ml<2>、第二 PMOS晶体管M2<2>的两倍，以此类推。
图7示出了本实施例中自动频率控制模块的具体结构与压控振荡器之间的连接关系，结合图3和图7，自动频率控制模块30包括电压多路选择器71、频率检测模块72和频率控制模块73。
具体地，电压多路选择器71在频率控制模块73输出的选择信号的控制下，选择充电电压VLPF、窗口上限电压V2和窗口下限电压Vl其中之一作为控制电压vctr输入至压控振荡器31。其中充电电压VLPF可以锁相环中电荷泵输出的电压。
频率检测模块72在频率控制模块73的控制下，从压控振荡器31接收振荡信号并将其与目标频率进行比较。具体地，频率检测模块72包括分频器721，对振荡信号进行分频后产生分频信号；频率检测器722，在频率控制模块73的控制下，以外部的标准参考时钟 REFCLK为标准对分频信号进行计数，并计算振荡信号的频率；比较器723，在频率控制模块 73的控制下，将振荡信号的频率与目标频率(包含在系统数据DATA中)进行比较，产生比较结果CR。其中，频率检测器722根据如下公式计算振荡信号的频率fra = O^ftlZU其中为振荡信号的频率，f0为标准参考时钟REFCLK的频率，N为分频器721的分频系数， M为计数过程中标准参考时钟REFCLK的周期数，C为计数过程中分频信号的周期数。
频率控制模块73根据频率检测模块72的比较结果CR调节发送至电压多路选择器71的选择信号和发送至电容阵列模块33的电容状态位信号vc< 1 m>，直至目标频率落入调节后的振荡信号频段内。
同时结合图8，频率控制模块73的工作过程可以如下压控振荡器31初始时可以工作在图8中的初始状态线对应的频段，频率控制模块73首先通过调整选择信号来选择窗口下限电压Vl作为控制电压vctr，使得压控振荡器31输出的振荡信号频率对应在A点； 然后判断目标频率与当前频率的比较结果，若频率检测模块72输出的比较结果指示目标频率低于振荡信号的当前频率(即A点的频率)，则继续将窗口下限电压Vl作为控制电压 vctr，并调节电容状态位信号VC<l:m>以增大电容阵列模块33的等效电容值(即减小振荡信号的频率，将压控振荡器31的频段调节为初始状态线下方的曲线频段)，直至目标频率高于调节后的振荡信号频率(即找到第一条目标频率高于其下端点频率的频段曲线)，此时可以确定目标频率落在切换后的频段内，将控制电压vctr切换为充电电压VLPF ；若频率检测模块72输出的比较结果指示目标频率高于振荡信号的当前频率，则将控制电压vctr 切换为窗口上限电压V2，之后若比较结果指示目标频率低于切换后的振荡信号频率(即B 点的频率)，则将控制电压vctr切换为充电电压VLPF，否则调节电容状态位信号vc<l :m> 以减小电容阵列模块的等效电容值(即增大振荡信号的频率，将压控振荡器31的频段调节为初始状态线上方的曲线频段)，直至目标频率低于调节后的振荡信号频率(即找到第一条目标频率低于其上端点频率的频段曲线)，此时可以确定目标频率落在切换后的频段内， 并将控制电压vctr切换为充电电压VLPF。
此外，频率控制模块73在调节电容状态位信号vc<l:m>之后，还产生触发信号 AACD，以触发自动幅度控制模块调节尾电流状态位信号tc<l:n>。
图9示出了本实施例中的自动幅度控制模块的详细结构与其他各个模块之间的连接结构，如图9所示，自动幅度控制模块31包括幅度分段预设表模块311、幅度控制模块312和锁存器313。
其中，幅度分段预设表模块311中存储有尾电流状态位信号tc<l:n>与电容状态位信号vc<l:m>之间分段对应的映射表。同时参考图10，如图10中的虚线所示，在恒定的尾电流It下，压控振荡器31输出的振荡信号幅度是随电容阵列模块33的等效电容值的改变而改变的，由于本实施例中电容阵列模块33的电容值是多个分立的值，因而实际的曲线是图10中阶梯状的实线，在恒定尾电流It前提下，改变电容状态位信号VC<l:m>的值将改变振荡信号的振幅。如果期望压控振荡器31输出的振荡信号幅度保持稳定，例如期望稳定在 F段所对应的振幅，那么在电容状态位信号vc<l :m>的值落在F段左边的时候，为了保持振幅稳定，应当调节尾电流状态位信号tc<l:n>以增大尾电流It ；在电容状态位信号Vc<l:m> 的值落在F段右边的时候，为了保持振幅稳定，应当调节尾电流状态位信号tc<l:n>以减小尾电流It，幅度分段预设表模块311中就保存了依照上述关系保持振幅稳定的尾电流状态位信号tc<l:n>与电容状态位信号VC<l:m>之间的对应关系。
幅度控制模块312根据当前的电容状态位信号vc<l:m>从幅度分段预设表模块 311中查找对应的尾电流状态位信号tc<l:n>。锁存器313与幅度控制模块312相连，对尾电流状态位信号tc<l :n>进行锁存后输出至尾电流阵列模块32，从而在改变了电容状态位信号VC<l:m>之后，相应地调节尾电流状态位信号tc<l:n>，以保持振荡信号的振幅基本不变。
本实施例还提供了一种采用上述压控振荡电路的锁相环，该锁相环的工作流程如图11所示，包括步骤81，初始化；步骤82，写入系统数据DATA，包括目标频率、目标振荡幅度以及其他控制信号；步骤83，对压控振荡电路中的电容阵列模块赋初值，即将压控振荡电路的工作频段设定为一个初始的频段；步骤84，将尾电流阵列状态位赋初值，即将压控振荡器的振荡幅度限定在某一个值；步骤85，将触发信号AACD输出为0(即逻辑低电平)，将控制电压接入窗口下限电压Vl ；步骤86，等待压控振荡器幅度稳定；步骤87，判断目标频率是否大于等于当前的振荡信号频率，如果是则执行步骤88，将控制电压接入窗口上限电压V2，之后执行步骤89，判断目标频率是否大于等于当前频率，如果是的话，则执行步骤101，将控制电压接入锁相环输出的充电电压；如果步骤89中的判断结果为否，则执行步骤90，将电容状态位信号减1 (即减小等效电容，频段频率增大)，执行步骤91，在触发信号AACD上产生一个脉冲以触发自动幅度控制模块进行幅度调节，执行步骤92，自动幅度控制模块查表取得尾电流状态位信号值，之后执行93，对尾电流状态位信号赋值，经过步骤 94，等待压控振荡器幅度稳定后，再次执行步骤87 ；如果步骤87中判断的结果为否，即目标频率小于当前频率，则执行步骤95，将电容状态位信号加1(即增大等效电容，频段频率减小)，执行步骤96，在触发信号AACD上产生一个脉冲以触发自动幅度控制模块进行幅度调节，执行步骤97，自动幅度控制模块查表取得尾电流状态值，之后执行98，对尾电流状态位信号赋值，步骤99，等待压控振荡器幅度稳定后，执行步骤100，判断目标频率是否大于等于当前频率，如果是则执行步骤101 ；如果否则返回继续执行步骤95，继续进行频段的搜索和PLL的锁定。
综上，本实施例针对使用键合线电感和MOS管电容的振荡电路频段宽、误差大、环境影响大、幅度变化大的问题，将自动频率控制电路和自动幅度控制电路结合起来，既克服了传统电路自动频率控制方法对工艺和温度等变化的补偿能力差、易于出现频率偏差超出预期的缺点，又克服了传统的自动幅度控制电路严重影响振荡信号相位噪声性能的缺点， 使得本发明的频率控制电路不受工艺和温度变化的影响，幅度控制电路也不会影响振荡信号的相位噪声，从而节约了大量芯片面积，降低了产品成本，提高了系统性能和成品率。
本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
权利要求
1.一种压控振荡电路，其特征在于，包括 压控振荡器，在控制电压的控制下产生振荡信号；电容阵列模块，与所述压控振荡器的输出端相连，在电容状态位信号的控制下改变等效电容值，以切换所述振荡信号的频段；尾电流阵列模块，向所述压控振荡器提供尾电流，在尾电流状态位信号的控制下调节所述尾电流的强度，以使所述振荡信号的振幅保持不变；自动频率控制模块，接收所述振荡信号以及外部输入的目标频率、充电电压、窗口上限电压、窗口下限电压，若所述目标频率落在所述振荡信号当前的频段外，则将所述窗口上限电压或窗口下限电压作为所述控制电压输入至所述压控振荡器，并调节所述电容状态位信号，直至所述目标频率落入调节后的振荡信号频段内，并将所述控制电压切换为充电电压；自动幅度控制模块，根据所述电容状态位信号调节所述尾电流状态位信号，以补偿因频段切换造成的振荡信号幅度变化。
2.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其特征在于，所述自动频率控制模块包括电压多路选择器、频率检测模块和频率控制模块，其中所述电压多路选择器，在选择信号的控制下，选择所述充电电压、窗口上限电压和窗口下限电压其中之一作为所述控制电压输入至所述压控振荡器；所述频率检测模块，在所述频率控制模块的控制下，接收所述振荡信号并将其与所述目标频率进行比较；所述频率控制模块，根据所述频率检测模块的比较结果调节所述选择信号和电容状态位信号，直至所述目标频率落入调节后的振荡信号频段内。
3.根据权利要求2所述的压控振荡电路，其特征在于，所述频率控制模块采用如下方式调节所述选择信号和电容状态位信号首先通过所述选择信号选择所述窗口下限电压作为控制电压； 若所述比较结果指示所述目标频率低于振荡信号的当前频率，则继续将所述窗口下限电压作为控制电压，并调节所述电容状态位信号以增大所述电容阵列模块的等效电容值， 直至所述目标频率高于调节后的振荡信号频率，并将所述控制电压切换为所述充电电压；若所述比较结果指示所述目标频率高于振荡信号的当前频率，则将所述控制电压切换为窗口上限电压，之后若所述比较结果指示所述目标频率低于切换后的振荡信号频率，则将所述控制电压切换为所述充电电压，否则调节所述电容状态位信号以减小所述电容阵列模块的等效电容值，直至所述目标频率低于调节后的振荡信号频率，并将所述控制电压切换为所述充电电压。
4.根据权利要求2所述的压控振荡电路，其特征在于，所述频率检测模块包括 分频器，对所述振荡信号进行分频后产生分频信号；频率检测器，在所述频率控制模块的控制下，以外部的标准参考时钟为标准对所述分频信号进行计数，并计算所述振荡信号的频率；比较器，在所述频率控制模块的控制下，将所述振荡信号的频率与目标频率进行比较， 产生所述比较结果。
5.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其特征在于，所述自动幅度控制模块包括幅度分段预设表模块，其中存储有所述尾电流状态位信号与电容状态位信号分段对应的映射表；幅度控制模块，根据所述电容状态位信号从所述幅度分段预设表模块中查找对应的尾电流状态位信号；锁存器，与所述幅度控制模块相连，对所述尾电流状态位信号进行锁存后输出至尾电流阵列模块。
6.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其特征在于，所述尾电流阵列模块包括偏置MOS晶体管，其源极连接电源，栅极接收预设的尾电流偏置电压，漏极连接所述压控振荡器的尾电流输入端；多个尾电流MOS晶体管，其中每一尾电流MOS晶体管的源极连接电源，栅极分别连接一开关模块的输出端，漏极连接所述压控振荡器的尾电流输入端，所述开关模块的输入端接收所述尾电流偏置电压，所述开关模块的控制端由所述尾电流状态位信号控制。
7.根据权利要求6所述的压控振荡电路，其特征在于，所述多个尾电流MOS晶体管的宽长比依次倍增。
8.根据权利要求1所述的压控振荡电路，其特征在于，所述电容阵列模块包括多个并联的电容单元，每一电容单元包括第一 PMOS晶体管，其栅极连接所述压控振荡器的正相输出端；与所述第一 PMOS晶体管相同的第二 PMOS晶体管，其栅极连接所述压控振荡器的负相输出端；开关模块，其输入端连接电源或接地，其输出端连接所述第一 PMOS晶体管和第二 PMOS 晶体管的源极和漏极，其控制端由所述电容状态位信号控制。
9.根据权利要求8所述的压控振荡电路，其特征在于，所述电容单元中的第一PMOS晶体管包括多个PMOS晶体管，其中每一 PMOS晶体管的栅极连接所述正相输出端，源极和漏极连接所述开关模块的输出端，所述电容单元中的第二PMOS晶体管包括多个PMOS晶体管，其中每一 PMOS晶体管的栅极连接所述负相输出端，源极和漏极连接所述开关模块的输出端； 其中，所述多个电容单元内第一 PMOS晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增，第二 PMOS 晶体管包括的PMOS晶体管的数量依次倍增。
10.一种锁相环，其特征在于，包括权利要求1至9中任一项所述的压控振荡电路。
全文摘要
本发明提供了一种锁相环及其压控振荡电路，所述压控振荡电路包括压控振荡器，在控制电压的控制下产生振荡信号；电容阵列模块，在电容状态位信号的控制下改变等效电容值，以切换振荡信号的频段；尾电流阵列模块，在尾电流状态位信号的控制下调节尾电流的强度，以使振荡信号的振幅保持不变；自动频率控制模块，若目标频率落在振荡信号当前的频段外，则将窗口上限电压或窗口下限电压作为控制电压输入至压控振荡器，并调节电容状态位信号，直至目标频率落入调节后的振荡信号频段内，并将控制电压切换为充电电压；自动幅度控制模块，根据电容状态位信号调节尾电流状态位信号。本发明能够实现低成本、高性能、抗干扰能力强的自动幅度控制和频率控制。
文档编号H03L7/099GK102522984SQ20111045764
公开日2012年6月27日 申请日期2011年12月31日 优先权日2011年12月31日
发明者胡铁刚, 陈军 申请人:杭州士兰微电子股份有限公司