专利名称：数字滤波器设备、数字滤波方法以及数字滤波器设备的控制程序的制作方法
技术领域：
本发明涉及在数字相干光通信中采用的数字滤波器设备、数字滤波方法以及数字滤波器设备的控制程序。
背景技术：
目前，随着对高速大容量网络的需求不断增加，数字相干光通信技术的重要性不断增加。数字相干接收系统又称内差探测接收系统。与诸如OOK(开关键控)和DPSK(差分正交相移键控)等调制系统相比，数字相干接收系统可以实现3dB至6dB或者更高的接收灵敏度改进。数字相干接收系统有利地与诸如偏振复用系统和QAM(正交振幅调制)等多级调制系统高度兼容。
图10是示出了在专利文献I和非专利文献I中描述的数字相干接收机400的配置的图。进入数字相干接收机的信号光是使用偏振复用(DP :双偏振)-QPSK(正交相移键控)信号的4通道(Ix、Qx、Iy、Qy)复用信号(DP-QPSK信号光)。
在偏振分集90度混合器401处将DP-QPSK信号分离至Ix、Qx> Iy、Qy中的每个通道。在相应光电(0/E)转换器402-1至402-4处针对每个通道将分离的信号转换为模拟电信号。在相应A/D (模数)转换器403-1至403-4处，将相应0/E转换后的信号转换为数字信号，所述A/D (模数)转换器403-1至403-4与基准采样时钟(CLK) 405同步地执行采样。
由A/D转换器403-1至403-4转换的数字信号进入数字信号处理电路404。以下描述为何在数字相干接收系统中采用数字信号处理电路404的背景以及数字信号处理电路404的功能。
不执行数字信号处理的相干接收机存在以下问题由于LO(本地振荡器)光的频率和相位的偏移以及偏振波 动，难以保持稳定的接收。
同时，随着电子设备技术的进步，已经有可能使用高速的A/D转换器来进行高速通信设备的信号处理。作为结果，通过针对被转换为数字信号的信号进行数字信号处理，已经有可能补偿作为不执行数字信号处理的相干接收系统的问题的LO光的频率和相位的偏移。数字信号处理使得能够补偿光信号的偏振波动。
如上所述，与不执行数字信号处理的相干接收系统相比，数字相干接收系统实现了稳定精确的相干接收。
此外，在数字相干接收系统中，除了补偿频率和相位的偏移以及补偿偏振波动，还可以对信号添加波长色散的补偿以及高度的波形均衡。
非专利文献2描述了一种在数字相干接收机中使用的用于补偿波形失真的技术——时滞(skew)补偿技术。非专利文献2描述了该技术，该技术通过使用FIR(有限冲激响应)滤波器对相邻采样点以及相邻采样点前后的采样点的二次函数近似实现了高度精确的时滞补偿。
由于高速A/D转换器变得十分普遍，在将电路基板彼此连接的底板传输中，有可能执行高级波形均衡和高度精确的数字时钟提取(如，使用数字信号处理等的MLSE (最大似然序列估计))，以解决由于传输路径频带不足而导致的码间干扰和抖动特性恶化的问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献未审专利申请公开JP2008-205654A
非专利文献
非专利文献I Seb J1SavoryZDigital filters for coherent optical receivers,’’Optics Express Vol. 16, No. 2, p. 804—817 Qan. 2008)
非专利文献2 :Tanimura et al,“A Simple Digital Skew Compensator for Coherent Receiver,” in Proceedings of European Coference and Exhibition on Optical Communication (ECOC) 2009，Vienna, Austria,paper7. 3. 2(2009)发明内容
技术问题
在用于大于几十GS/s (采样/秒)的超高速信号的数字信号处理中 ，由于A/D转换器的操作速度和消耗功率的限制，无法充分增加A/D转换器的采样率。由于该限制，通常以信号的波特率或者至多其两倍的采样率执行过采样操作。作为结果，在用于超高速信号的数字信号处理中，用于补偿各种波形失真的失真补偿滤波器难以获得充足的特性。
在传输速率大于100Gb/S (千兆比特每秒)的下一代光通信系统中，可以采用图10 所示的使用DP-QPSK的4通道复用信号。在DP-QPSK系统中，由于在光学前端部分(如，90 度混合器、TIA(跨导放大器)等)处出现的相移以及由于群延迟特性，通道间产生时滞(传播延迟差)。通道间产生的时滞使系统性能恶化。因此，必须使用失真补偿滤波器以高精度补偿DP-QPSK信号的时滞。
本发明的目的是提供一种数字滤波器设备，以解决实现高精度失真补偿的问题。
技术方案
本发明的数字滤波器设备包括第一失真补偿滤波器单元，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置单元，用于设置所述第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；第二失真补偿滤波器单元，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置单元，用于基于由所述第一滤波器系数设置单元设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数。
本发明的数字滤波方法包括设置第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；补偿输入信号中包括的第一波形失真的失真；基于所述第一失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数，来设置第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数；以及补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真。
本发明的一种数字滤波器设备的控制程序，使所述数字滤波器设备的计算机用作第一失真补偿滤波器单元，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置单元，用于设置所述第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；第二失真补偿滤波器单元，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置单元，用于基于由所述第一滤波器系数设置单元设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数。
本发明的有益效果
本发明的数字滤波器设备具有以先进的可控性、高性能和高精度实现失真补偿的优势。
图1是示出了与本发明的第一示例实施例相关的数字接收机的配置的图。
图2是详细示出了使用线性插值法的时滞补偿的图。
图3是示出了采用FIR滤波器的时滞补偿滤波器的配置的图。
图4是示出了时滞补偿滤波器的传播特性的图。
图5是示出了与本发明的第二示例 实施例相关的数字接收机的配置的图。
图6是示出了时滞补偿滤波器的示意配置的框图。
图7是示出了基于频率区域波形均衡的波长色散补偿滤波器的配置的图。
图8是示出了与本发明的第三示例实施例相关的数字接收机的配置的图。
图9是示出了与本发明的第三示例实施例相关的数字接收机的配置的修改示例的图。
图10是示出了与本发明相关的数字相干接收机的配置的图。
具体实施方式
具体参照附图描述本发明的示例实施例。
[第一实施例]
图1示出了与本发明的第一示例实施例相关的数字接收机的配置。在图1中，数字接收机100包括A/D转换器101、A/D转换器识别时钟102、时滞补偿滤波器103、以及频带补偿滤波器104。数字接收机100还包括与时滞补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路105、与频带补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路106、以及数字信号处理电路107。在图1中，当配置具有相同功能的多个单元时，通过对附图标记添加“-1”和“-2”来区分附图中单元的标记。在以下描述中，如果不必特别区分，例如，将“A/D转换器101-1”和“A/D转换器101-2”描述为“A/D转换器101”。
以下描述与本发明的第一示例实施例相关的数字接收机100的操作。从发射机 (未示出)发送的发送信号通过发送路径(未示出)进入数字接收机100的输入(IN1、 IN2)。A/D转换器101与连接至A/D转换器101的A/D转换器识别时钟102同步地，将在 INl和IN2中输入的作为模拟电信号的信号转换为数字信号。时滞补偿滤波器103对转换后的数字信号执行时滞(相位)调整。此时，时滞补偿滤波器103的滤波器系数被与时滞补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路105设置为使得获得期望时滞补偿量。
下面，对于时滞被补偿的信号，使用频带补偿滤波器104执行频带调整。频带补偿滤波器104的输出进入数字信号处理电路107。滤波器系数设置电路106设置频带补偿滤波器104的滤波器系数，以实现期望频带补偿量。
图1所示的数字接收机100包括用于2个通道的A/D转换器识别时钟102、时滞补偿滤波器103、频带补偿滤波器104、滤波器系数设置电路105、以及滤波器系数设置电路106。来自每个通道的频带补偿滤波器104的输出信号进入数字信号处理电路107。
数字信号处理电路107使用2个通道的输入的数字信号，移除(补偿)信号中包括的波形失真，并解调数据。图1示出了 2个通道作为通道数目。数字接收机100的通道数目不限于2个通道。
数字信号处理电路107必须在多个通道的输入信号同步时(即，在通道间未发生时滞时)执行信号处理。当进入数字接收机100的信号中存在通道间时滞时，或者当A/D 转换器识别时钟102的识别定时中存在相位偏移时，使用时滞补偿滤波器103来补偿时滞差异。
图2是详细示出了使用线性插值法的时滞补偿作为时滞补偿滤波器103的操作示例的图。图2示出了一个示例，其中，正弦波被输入作为输入信号，以两倍于输入正弦波频率的过采样频率执行A/D转换，并且参照通道I (Ch.1)补偿通道2 (Ch. 2)的时滞(相位)。
在图2(a)中，(A)示出了基准通路(Ch.1)中的A/D转换器的采样定时的示例。(B)示出了Ch. 2上的理想采样定时的示例。Λ X示出了 Ch.1和Ch.1间的时滞。图2中的(C)示出了Ch. 2的采样点的示例，对所述采样点执行时滞补偿。
在基于线性插值法的时滞补偿中，如果将时滞补偿前通道2的采样点值描述为 a (η)并将时滞补偿量描述为Λχ(单位采样=Ι/fs)，时滞补偿后通道2的采样点值b(n) 由下式给出，
b (η) = Δ X X a (η) + (1- Δ x) Xa (η+1)......... (I)
图2 (b)示意性地示出了基于a (η)和a (η+1)的b (η)的线性插值。
已知具有FIR(有限冲激响应)滤波器的电路作为实现线性插值的滤波器电路。图 3是示出了采用FIR滤波器的时滞补偿滤波器的配置的图。
图3示出了以下情况下时滞补偿滤波器的配置(a)时滞补偿量是-X采样(O < x < I);以及(b)时滞补偿量是+X采样(O < X < I)。在每种情况下，如果适当设置每个抽头系数，可以计算出式I中的Mn)。图3示出了 3抽头FIR滤波器的示例。可以采用较高次的FIR滤波器来执行大范围的时滞补偿。
当执行使用线性插值的时滞补偿出现以下问题由于在大于IOG bps的高速通信中操作速度和消耗功率的限制，无法充分增加A/D转换器101的采样率。由于该限制，通常以信号波特率的一到两倍执行过采样。作为结果，出现无法获得令人满意的滤波器特性的问题。
图4是示出了时滞补偿滤波器的传播特性的图。图4示出了使用图3所示的FIR 滤波器对32Gb/s的信号执行64GS/s(千兆采样每秒)时所计算的传播特性的示例。该示例示出了执行两倍过采样。图4(i)和图4(ii)分别示出了 O.1采样的时滞补偿量和O. 49 采样的时滞补偿量情况下的FIR滤波器的传播特性的计算结果。在图4中，左侧轴表示振幅特性(通过特性)，右侧轴表示群延迟特性(时滞补偿量)。
如图4(i)所示，当时滞补偿量是O.1采样时，即使在高频(例如，大约20GHz)区域，振幅特性的衰减也较小(在图4中，在20GHz处大约1. 2dB)。相反，在图4(i)中，获得O.1采样作为群延迟的期望时滞补偿量的频率是大约IOGHz或者更低。
如图4(ii)所示，当时滞补偿量是O. 49采样时，振幅在大约20GHz处衰减大约 5dB。相反，在图4(ii)中，对于群延迟(时滞补偿量)，直至大约20GHz，获得O. 49采样的期望性能。
如上所述，在高速数字通信中，由于A/D转换器101中的过采样量不足，波形失真补偿滤波器(如，时滞补偿滤波器104)的性能可能不足。因此，在时滞补偿滤波器104中， 可能无法完全移除(补偿)波形失真，或者可能进一步出现附加波形失真(传播特性恶化)。
此外，当修改时滞补偿滤波器103中的滤波器系数设置电路105的设置值(例如， 图4中的时滞补偿量(群延迟量))时，其他传播特性(例如，图4中的振幅特性(通过特性))也发生改变。因此，无法获得稳定的系统性能。
本发明的第一示例实施例的数字接收机还包括频带补偿滤波器104以解决上述问题。第一示例实施例的数字接收机使用频带补偿滤波器104补偿由于时滞补偿滤波器 103引起的频带特性恶化，以实现期望的信号传播特性。
如果确定了时滞补偿方法和时滞补偿量，可以唯一确定由于时滞补偿滤波器103 引起的传播特性改变。因此，当采用具有抑制由于时滞补偿引起的传播特性恶化的传播特性的频带补偿滤波器104时，可以补偿时滞补偿滤波器103中出现的附加波形失真。例如， 可以采用不改变时滞补偿滤波器103的群延迟特性并且仅振幅特性与时滞补偿滤波器103 的特性相反的滤波器作为频带补偿滤波器104。可以使用FIR滤波器来配置频带补偿滤波器104。滤波器系数设置电路106可以计算滤波器系数，利用所述滤波器系数，在频带补偿滤波器104中实现与时滞补偿滤波器103的特性相反的期望特性。在滤波器系数设置电路 106中，可以通过参照查找表来设置频带补偿滤波器104的设置值，所述查找表是基于滤波器系数设置电路105的设置值预先计算的。
无需完全补偿时滞补偿滤波器103中出现的传播特性恶化。仅必须确定滤波器系数设置电路106的设置值，以通过考虑可允许的电路尺寸和消耗功率、以及系统所需的性能(如，频带特性、群延迟特性等)来获得适当的系统性能。可以确定滤波器系数设置电路 106 的设置值，以优化系统性能，如差错率。
具有图3中的线性插值电路的时滞补偿滤波器103是时滞补偿系统的示例，并且其他系统可用作时滞补偿系统。例如，使用更高阶FIR滤波器的方法或使用上采样来执行率转换的方法以及插值滤波器也可以执行时滞补偿。在两种情况下，数字接收机100通过将时滞补偿滤波器103的传播特性与频带补偿滤波器的传播特性相关联，并考虑电路尺寸和消耗功率以及系统中的优选性能(频带特性、群延迟特性)，来确定滤波器系数设置电路 107的设置值。从而，可以配置具有期望特性的数字接收机。
包括具有抑制由于时滞补偿滤波器引起的传播特性改变的传播特性的频带补偿滤波器，第一示例实施例的数字接收机能够补偿时滞补偿滤波器中出现的附加波形失真。 相应地，第一示例实施例的数字接收机良好可控，并且以高性能和高精度实现了失真补偿。
[第二示例实施例]
接下来，以下描述本发明的第二示例实施例。图5是示出了本发明的第二示例实施例的数字接收机500的配置的图。在图5中，数字接收机500包括偏振分集90度混合器501、光电(0/E)转换器502、A/D转换器503、时滞补偿滤波器504、以及波长色散补偿滤波器505。数字接收机500还包括与时滞补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路506、与波长色散滤波器相关的滤波器系数设置电路507、以及数字信号处理电路508。
在图5中，当配置具有相同功能的多个单元时，通过对附图标记添加“-1”和“_2” 来区分这些单元。在以下描述中，如果不必特别区分，例如，将“0/E转换器502-1”和“0/E 转换器502-2”描述为“0/E转换器502”。
描述与本发明的第二示例实施例相关的数字接收机500的操作。在图5中， DP-QPSK信号光是从光发射机(未不出)发送的信号光。由于光纤传输路径的波长色散而波形失真的DP-QPSK信号光由本发明的数字接收机500接收。接收到的DP-QPSK信号光在偏振分集90度混合器501中与本地振荡器光组合,并被解调为4通道光信号Ix、Qx、Iy、Qy。
4个解调信号Ix、Qx> Iy、Qy分别被0/E转换器(光电转换器)502-1至502-4转换为电信号。已转换为电信号的信号Ix、Qx> Iy、Qy分别被接下来的A/D转换器503-1至 503-4转换为数字信号。
时滞补偿滤波器504补偿被转换为数字信号的信号的通道间的时滞。时滞被补偿的X偏振信号(IX，Qx)和y偏振信号(Iy，Qy)分别进入波长色散补偿滤波器505-1和 505-2。
波长色散补偿滤波器505移除(补偿)输入 信号中包括的由光传输路径中添加的波长色散引起的波形失真。波长色散补偿滤波器505的输出进入数字信号处理电路508。 数字信号处理电路508对输入信号给予数字信号处理，如，时钟提取、重定时、偏振跟踪、本地振荡器光相位估计等。由于数字信号处理电路508中的详细过程与本发明无关且在要为公众所知的非专利文献I中进行了描述，因而省去了对数字信号处理电路508中详细过程的描述。
本发明的第二示例实施例的数字接收机500中的时滞补偿滤波器504可以是图3 中所示的执行线性插值的滤波器，正如本发明的第一示例实施例的数字接收机100 —样。 或者，还可以采用通过组合如图6所示的蝶形FIR滤波器来配置的滤波器作为时滞补偿滤波器504，所述蝶形FIR滤波器补偿Ix(Iy)通道和Qx(Qy)通道间的串扰。
图7是示出了 FDE(频域均衡)波长色散补偿滤波器505的配置的图。在图7中，1-ch和Q-ch的信号进入FFT (快速傅里叶变换)电路，并被转换为复频率区域信号。利用与波长色散补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路507的滤波器系数的设置值，对被转换为复频率区域信号的信号执行加权乘法，进一步对其执行IFFT (逆FFT)，并将所述信号转换为时域信号并输出。
滤波器系数设置电路507计算表示时滞补偿滤波器504的传播特性恶化的函数 f( )的反函数ΓΥω)和与波长色散补偿相关的传播特性g(co)的反函数Ρ(ω)的乘积， 作为滤波器系数。相应地，有可能使用波长色散补偿滤波器505补偿由时滞补偿滤波器504 添加的波形失真。表示时滞补偿滤波器504的传播特性恶化的函数f(co)是仅提取图4中曲线图的振幅特性(时滞补偿滤波器504的传播特性的绝对值)的函数。
波长色散补偿滤波器505无需完全补偿在时滞补偿滤波器504中出现的传播特性恶化，正如本发明的第一示例实施例的数字接收机100—样。可以基于数字接收机500可允许的电路尺寸和消耗功率以及系统可允许的频带特性和群延迟特性，来确定滤波器系数设置电路507的设置值，以满足适于系统的规格。
在上述不例实施例中，将DP-QPSK信号不例为输入信号。本发明可以应用于各种调制系统的信号，如ASK (幅移键控)、BPSK ( 二进制PSK)、SP (单偏振)-QPSK、OFDM (正交频分复用)信号。
如上所述，第二示例实施例的数字接收机计算表示时滞补偿滤波器的传播特性恶化的函数f( )的反函数ΓΥω)和与波长色散补偿相关的传播特性g(co)的反函数 ^(ω)的乘积，作为滤波器系数。第二示例实施例的数字接收机使用波长色散补偿滤波器， 补偿由时滞补偿滤波器添加的波形失真。相应地，第二示例实施例的数字接收机良好可控， 并且以高性能和高精度实现了失真补偿。
[第三示例实施例]
接下来，描述本发明的第三示例实施例。图8是示出了本发明的第三示例实施例的数字滤波器800的图。在图8中，数字滤波器800包括A/D转换器101、A/D转换器识别时钟102、第一失真补偿滤波器801、以及第二失真补偿滤波器802。数字滤波器800还包括 与第一失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路803、以及与第二失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路804。
以下描述数字滤波器800的操作。在图8所示的数字滤波器800中，通过传输路径被接收机接收并被0/E转换的信号进入A/D转换器101。A/D转换器101以与A/D转换器识别时钟102同步的定时，将作为模拟电信号的输入信号转换为数字信号。
第一失真补偿滤波器801是基于与第一失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路803的滤波器设置值，对在发射机、传输路径、光学前端部分、A/D转换器101等处被添加至信号的第一波形失真执行波形失真补偿的滤波器。然而，在高速数字通信中，在第一失真 补偿滤波器801可能无法获得足够的补偿性能。在该情况下，第一失真补偿滤波器801 的输出包括第二波形失真，该第二波形失真包括第一失真补偿滤波器801无法移除(补偿) 的残留波形失真以及由第一失真补偿滤波器801添加的波形失真。滤波器系数设置电路 804基于滤波器系数设置电路803的设置信息，在第二失真补偿滤波器802中安装滤波器系数，以实现抑制在第一失真补偿滤波器801处附加出现的传播特性改变的传播特性。
第三示例实施例的数字滤波器800工作以将第一失真补偿滤波器的传播特性与第二失真补偿滤波器的传播特性关联。作为结果，即使当第一失真补偿滤波器单独难以充分实现失真补偿时，数字滤波器800也是良好可控的，并且以高性能和高精度实现了失真补偿。
在电路实现中，第一失真补偿滤波器801和第二失真补偿滤波器802可以不必是分开的滤波器。例如，第一失真补偿滤波器801和第二失真补偿滤波器802可以被配置为一个高阶FIR滤波器。在该情况下，基于与以上等效的过程，可以将滤波器系数设置电路803 上的滤波器系数计算和滤波器系数设置电路804上的滤波器系数计算分开，来设置系数。 即使第一失真补偿滤波器801和第二失真补偿滤波器802被配置为一个高阶FIR滤波器， 也可以通过独立执行每个滤波器系数计算，获得与分别包括这些滤波器在内的配置的可控性等效的可控性。
[第三示例实施例的第一修改示例]
在图8中，不带有A/D转换器101和A/D转换器识别时钟102的数字滤波器800 可以基于与在第三示例实施例中描述的过程类似的过程来补偿输入信号的失真。
即，数字滤波器800可以是仅包括第一失真补偿滤波器801、第二失真补偿滤波器 802、与第一失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路803、以及与第二失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路804在内的配置。
在该配置中，可以操作数字滤波器800，以基于与在第三示例实施例中描述的过程类似的过程来将第一失真补偿滤波器801的传播特性与第二失真补偿滤波器802的传播特性关联。即使不包括A/D转换器和A/D转换器识别时钟，第三示例实施例的第一修改示例的数字滤波器也良好可控，并且以高性能和高精度实现了失真补偿。
[第三示例实施例的第二修改示例]
图9是示出了与本发明的第三示例实施例相关的数字滤波器800的修改示例数字滤波器900的图。在图9中，数字滤波器900包括半固定失真补偿滤波器901、自适应均衡失真补偿滤波器902、与半固定失真补偿滤波器相关的滤波器系数设置电路903、与自适应均衡滤波器相关的滤波器系数设置电路904、数字信号处理电路905以及信号质量监测器 906。
数字滤波器900与本发明的第三示例实施例的数字滤波器800的区别在于所采用的波形失真滤波器的配置，数字滤波器900的其他配置与第三示例实施例的配置相似。因此，对数字滤波器900的相应部分赋予与数字接收机800相同的附图标记，并且省去了相关描述。
以下描述数字滤波器900的操作。在图9中，滤波器系数设置电路903基于补偿量设置信息设置半固定失真补偿滤波器901的滤波器系数。自适应均衡失真补偿滤波器902 使用判决反馈信号或训练信号等，基于LMS(最小均方)算法等，执行自适应均衡。数字接收机900可以基于信号质量监测器906 (如，差错率、波形监测器等)的信息，执行自适应均衡。在该情况下，如果基于由滤波器系数设置电路903设置的设置信息来执行滤波器系数设置电路904的滤波器系数计算，除自适应均衡以外，通过初步考虑由于半固定失真补偿滤波器901引起的附加固定失真，可以改进自适应均衡 的收敛性和可控性。
可由半固定失真补偿滤波器901补偿的波形失真是例如发射机、传输路径和光学前端部分(均未示出)中的波形失真以及由于A/D转换器101上的校准误差引起的失真。 可以应用本修改示例来补偿由于双二进制调制系统的频带限制滤波器引起的失真、由于 RZ(归零)信号到NRZ(非RZ)信号的转换滤波器引起的失真等。
第三示例实施例的第二修改示例的数字滤波器设备良好可控，并且以高性能和高精度实现了失真补偿。
上述每个示例实施例的功能可由计算机实现。每个示例实施例中的数字接收机或数字滤波器设备可以包括中央处理单元和存储器。中央处理单元可以通过执行存储器中存储的程序，来实现每个示例实施例中的数字接收机或数字滤波器设备的功能。
虽然参照本发明的示例实施例具体示出并描述了本发明，本发明不限于这些实施例。所属领域技术人员将理解可以在不背离如权利要求限定的本发明的精神和范围的前提下，对其做出各种形式和细节上的修改。本申请基于并要求于2010年9月I日递交的日本专利申请No. 2010-195370的优先权，其公开内容被全部并入此处作为参考。
以上公开的示例实施例的全部或部分还可以被描述为但不限于以下补充注释。
[补充注释I]
—种数字滤波器设备，包括第一失真补偿滤波器单元，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置单元，用于设置所述第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；第二失真补偿滤波器单元，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置单元， 用于基于由所述第一滤波器系数设置单元设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数。
[补充注释2]
根据补充注释I所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置单元设置所述第二失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数，以抑制由所述第一失真补偿滤波器引起的传播特性的改变。
[补充注释3]
根据补充注释I所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置单元设置所述第二失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数，以抑制由所述第一失真补偿滤波器单元引起的振幅特性的改变。
[补充注释4]
根据补充注释I至补充注释3中 任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第一失真补偿滤波器单元是补偿输入信号的时滞的时滞补偿单元。
[补充注释5]
根据补充注释4所述的数字滤波器设备，其中，所述时滞补偿单元包括FIR(有限冲激响应)滤波器，并且，所述第一滤波器系数设置单元响应于预定的时滞补偿特性来计算所述FIR滤波器的滤波器系数。
[补充注释6]
根据补充注释I至补充注释5中任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置单元使用查找表来设置所述第二失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数，所述查找表是基于所述第一失真补偿滤波器单元的特性预先准备的。
[补充注释7]
根据补充注释I至补充注释6中任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第二失真补偿滤波器单元包括频率区域均衡电路。
[补充注释8]
根据补充注释7所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置单元基于表示抑制所述第一失真补偿滤波器的传播特性的特性的函数和表示抑制输入信号的色散特性的特性的函数的乘积，来计算所述滤波器系数。
[补充注释9]
根据补充注释I至补充注释8中任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第二失真补偿滤波器单元包括FIR滤波器。
[补充注释10]
根据补充注释I至补充注释9中任一项所述的数字滤波器设备，还包括数字信号处理单元，用于对从所述第二失真补偿滤波器单元输出的信号进行数字处理；以及信号质量监测器单元，用于监测从所述数字信号处理单元输出的信号的质量，其中，所述第二滤波器系数设置单元基于所述信号质量监测器的监测结果来确定所述第二失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数。
[补充注释11]
根据补充注释10所述的数字滤波器设备，其中，所述信号质量监测器是差错率监测器或波形监测器。
[补充注释12]
根据补充注释I至补充注释11中任一项所述的数字滤波器设备，还包括A/D转换单元，用于将输入的模拟信号转换为数字信号，并将转换后的数字信号输入至所述第一失真补偿滤波器单元，其中，所述A/D转换单元的输出进入所述第一失真补偿滤波器单元。
[补充注释13]
根据补充注释12所述的数字滤波器设备，其中，所述输入的模拟信号是光信号被光电转换为的信号。
[补充注释14]
根据补充注释13所述的数字滤波器设备，其中，所述输入的模拟信号是光PSK (相移键控)信号被光电转换为的信号。
[补充注释15]
一种数字接收机，其中，接收信号进入根据补充注释I至补充注释14中任一项所述的数字滤波器设备。
[补充注释16]
一种通信系统，其中，发送信号由根据补充注释15所述的数字接收机接收。
[补充注释17]
一种数字滤波方法，包括设置第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；补偿输入信号中包括的第一波形失真的失真；以及基于所述第一失真补偿滤波器单元的所述滤波器系数，来设置第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数；以及补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真。
[补充注释18]
一种数字滤波器设备的控制程序，使所述数字滤波器设备的计算机用作第一失真补偿滤波器单元，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置单元，用于设置所述第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数 ’第二失真补偿滤波器单元，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真 ；以及第二滤波器系数设置单元，用于基于由所述第一滤波器系数设置单元设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数。
附图标记说明
100, 500, 800, 900 数字接收机101A/.D转换器102A/.D转换器识别时钟103时滞补偿滤波器104频带补偿滤波器105滤波器系数设置电路106滤波器系数设置电路107数字倍号处理电路400数字相Γ·接收机401偏振分集90度混合器402O/E转换器403A/D转换器 404数宁信号处理电路405基准采样时钟501偏振分集90度混合器502O/E转换器503A/D转换器504时滞补偿滤波器505波K色散补偿电路506滤波器系数设置电路507滤波器系数设S电路
508数字倍号处现电路801第1-失真补偿滤波器802第二失真补偿滤波器803滤波器系数设置电路804滤波器系数设置电路901'沖彳足失九补偿滤波器 902Π适应均衡火Λ补偿电路903滤波器系数设《电路904滤波器系数设赞电路905数卞仿纱处观电路906倍1质M监测器
权利要求
1.一种数字滤波器设备，包括第一失真补偿滤波器装置，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置装置，用于设置所述第一失真补偿滤波器装置的滤波器系数；第二失真补偿滤波器装置，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器装置输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置装置，用于基于由所述第一滤波器系数设置装置设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器装置的滤波器系数。
2.根据权利要求1所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置装置设置所述第二失真补偿滤波器装置的所述滤波器系数，以抑制由所述第一失真补偿滤波器引起的传播特性的改变。
3.根据权利要求1所述的数字滤波器设备，其中，所述第二滤波器系数设置装置设置所述第二失真补偿滤波器装置的所述滤波器系数，以抑制由所述第一失真补偿滤波器装置引起的振幅特性的改变。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第一失真补偿滤波器装置是用于补偿输入信号的时滞的时滞补偿装置。
5.根据权利要求4所述的数字滤波器设备，其中，所述时滞补偿装置包括有限冲激响应(FIR)滤波器，并且，所述第一滤波器系数设置装置响应于预定的时滞补偿特性来计算所述FIR滤波器的滤波器系数。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的数字滤波器设备，其中，所述第二失真补偿滤波器装置包括频域均衡电路。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的数字滤波器设备，还包括数字信号处理装置，用于对从所述第二失真补偿滤波器装置输出的信号进行数字处理；以及信号质量监测器装置，用于监测从所述数字信号处理装置输出的信号的质量，其中，所述第二滤波器系数设置装置基于所述信号质量监测器的监测结果来确定所述第二失真补偿滤波器装置的所述滤波器系数。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的数字滤波器设备，还包括A/D转换装置，用于将输入的模拟信号转换为数字信号，并将转换后的数字信号输入至所述第一失真补偿滤波器装置，其中，所述A/D转换装置的输出进入所述第一失真补偿滤波器装置。
9.一种数字滤波方法，包括设置第一失真补偿滤波器装置的滤波器系数；补偿输入信号中包括的第一波形失真的失真；基于所述第一失真补偿滤波器装置的所述滤波器系数，来设置第二失真补偿滤波器装置的滤波器系数；以及补偿从所述第一失真补偿滤波器装置输出的信号中包括的第二波形失真。
10.一种数字滤波器设备的控制程序，使所述数字滤波器设备的计算机用作第一失真补偿滤波器装置，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿； 第一滤波器系数设置装置，用于设置所述第一失真补偿滤波器装置的滤波器系数； 第二失真补偿滤波器装置，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器装置输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置装置，用于基于由所述第一滤波器系数设置装置设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器装置的滤波器系数。
全文摘要
为了解决以高精度实现失真补偿的问题，数字滤波器设备包括第一失真补偿滤波器单元，用于通过数字信号处理对输入信号中包括的第一波形失真执行失真补偿；第一滤波器系数设置单元，用于设置所述第一失真补偿滤波器单元的滤波器系数；第二失真补偿滤波器单元，用于补偿从所述第一失真补偿滤波器单元输出的信号中包括的第二波形失真；以及第二滤波器系数设置单元，用于基于由所述第一滤波器系数设置单元设置的所述滤波器系数，来设置所述第二失真补偿滤波器单元的滤波器系数。
文档编号H03H17/02GK103004098SQ20118003519
公开日2013年3月27日 申请日期2011年8月18日 优先权日2010年9月1日
发明者安部淳一, 野口荣实 申请人:日本电气株式会社