专利名称：：广播接收器的制作方法
技术领域：
：本发明涉及接收诸如DAB、FM、DVB广播信号、及诸如DRM或AM数字或模拟短波RF广播信号的接收器，具体地说，涉及接收诸如数字调制信号的接收器和／或接收至少两种不同广播信号的多传输系统的接收器。能在不同的RF广播信号间进行切换的现有技术水平的多传输系统接收器通常包括一些单独的处理单元，在RF接收器的输入级(如天线、前端单元、A／D转换器、IQ发生器)及在输出级(如D／A转换器)，每一个所述处理单元都直接对应于一个特定类型的RF广播信号。这些单独的电路分别执行诸如用于调频信号接收的数字频率解调、用于AM或短波广播信号接收情况下的接收器的数字频率调整以及用于DAB接收情况下接收器的数字频率调整和数字增益控制。在这些解决方案中，AFC(自动频率控制)和AGC(自动增益控制)、复基带信号数字滤波、采样率抽选及频率解调是一些单独的单元，这导致高的实现成本。因此，本发明的目的是提供一种广播信号接收器，它比类似的现有技术水平的接收器有较低的实现成本。按照本发明，用按照独立权利要求1的一种接受器可以达到该目的，从属权利要求2至19中定义了其最佳实施例。按照本发明，接收器的有效实现使用了一种接收从相应的RF广播信号产生的复基带信号的多功能电路，它能根据可接收的广播信号切换到不同方式。在第一种方式(方式A)下，多功能电路执行调频(FM)信号接收所需的数字频率解调。按照最佳实施例(方式A-1)，多功能电路还执行数字相邻信道抑制和采样率抽选。在第二种方式(方式B)下，多功能电路执行接收器的数字频率调整(AFC=自动频率控制)，它能用于像DAB、DVB数字或模拟调制信号接收、数字短波(DRM)或AM接收。在第三种方式(方式C)下，多功能电路执行接收器的数字频率调整和数字增益控制(AGC=自动增益控制)，它用于DRM、DAB或DVB接收。多功能电路至少具有这样的功能度或者执行方式C或方式C和方式A和／或方式B，或者执行方式A和方式B。按照本发明，数字AGC与数字AFC在一个电路中实现，以便相同的AFC硬件也能用于AGC。此外，复信号的数字滤波及采样率抽选包含在该多功能电路中以便执行线性相位邻近信道抑制及噪声整形。因而不需要附加的加法器或乘法器进行数字滤波及采样率抽选。由于按现有技术所需的所有功能结合在一个按照本发明的能切换到不同方式的多功能电路中，所以必须用来接收所有或几种RF广播信号的硬件部分、即、不是并联使用而是接收一种广播信号期间时使用的硬件部分是共享的，以致基本上说，相同的元件在接收器中不必包含两次而只需包含一次。在一个最佳实施例中，所述电路把用于接收像DAB、DRM或DVC这样的数字信号，以及用于接收像FM或AM这样的模拟信号的所有三种方式组合在一起。仅用三个加法器而无需乘法器就能实现所述多功能电路，与现用技术水平的多传输系统接收器相比，它有相当大的优点。按照本发明的所述电路建立并工作在CORDIC算法上。CORDIC算法由JackE．Volder提出，其“CORDIC三角法计算技术”发表在无线电工程师学会IRE会刊(电子计算机)(Vol．EC-8，pp．330-334，1959)。为了更好地理解按照本发明的所述多功能电路的功能，下面简要回顾一下CORDIC算法。CORDIC算法是一种旋转复向量的迭代算法，因为只有移位和加法运算，所以，可以用硬件非常简单地实现该算法。CORDIC算法旋转一个复输入向量。z(k)=x(k)+jy(k)=x(0)(k)+jy(0)(k)=z(0)(k)(1)第一次迭代x(1)(k)=σ(0)(k)·y(0)(k)y(1)(k)=-σ(0)(k)·x(0)(k)(2)式中σ(i)(k)=±1微旋转方向。从第二次迭代到第N次迭代，使用另一公式x(i+1)(k)=x(i)(k)+σ(i)(k)·δ(i)·y(i)(k)y(i+1)(k)=y(i)(k)-σ(i)(k)·δ(i)·x(i)(k)(3)式中δ(i)=21-i第i次迭代的步长。因子δ(i)=21-i能简单地通过移位运算实现。第N次迭代后CORDIC算法输出信号w(k)=z(N)(k)由下列公式表示将该式分解为幅值与相位|W|(K)=|Z(N)(K)|=|Z(C)(K)|·Πi=1N-11+(δ(i))2=K·|z(0)(K)|-------(5)]]>以及φrot(1)={arctan(δω)---------i>0π2--------------i=0:]]>第i次迭代步的微旋转角和输入向量z(0)(k)的φ(z(0)(k))角。旋转角φ(i)rot是常数，因而能写入只读存储器(ROM)中。幅值乘以常量因子它本身不依赖于旋转。CORDIC算法能在旋转方式和向量方式间切换。在旋转方式下，微旋转方向σ(i)由相位误差φ(i)error产生用下式σ(1)(k)=-sign(φerror(i)(k))--------(7)]]>以下的例子描述了旋转方式下的CORDIC算法在该例中，设输入向量为z(0)(k)=ejπ／3，旋转相位为φ(k)=2π／3三120度，CORDIC算法有N=7次迭代，下表给出每次迭代后的相位误差φ(i)error)，用度表示<tablesid="table1"num="001"><table>迭代iφ(i)error(k)[度]φ(i)rot(k)[度]σ(i)(k)012090-113045-12-1526．561311．5614．04-14-2．487．13154．653．53-161．071．79-1-0．72</table></tables>图12给出了每次迭代后的向量z(i)。输入向量z(0)(k)=ejπ／3由小圈表示，幅值为1的大圈仅为了表示取方。在旋转方式中，所述算法将输入向量z(0)(k)旋转相位值Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i).]]>随着迭代数N的增加，因子φ(N)error(k)可忽略，因而φerror(N)(k)=φ(k)+Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i)=0--------(8)σ·φ]]>于是φ(k)=Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i)·--------(9)]]>结合等式(5)φ(z(N)(k))=φ(z(O)(k))-Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i)--------(10)]]>于是φ(z(N)(k))=φ(z(0)(k))+φ(k)(11)最后结合等式(4)w(k)=z(N)(k)=z(0)(k)·K·ejπ(k)(12)向量w(0)(k)由输入向量z(k)乘以常数K并旋转相位φ(k)而产生。在向量方式下计算每一个输入向量φ(z(0)(k))的角度。因而，输入向量z(0)向x轴旋转，微旋转角φ(i)rot加到φ(z(0)(k))。为将输入向量z(0)向x轴旋转，通过下式由虚分量y(i)(k)产生微旋转方向σ(i)。σ(1)=sign(y(1))=sign(imag(z(i))(13)利用下式计算向量z(i)的角φ(i)sum(k)下例描述了旋转方式下的CORDIC算法在一个例子中，仍然设输入向量为z(0)(k)=ejπ／3，且CORDIC算法有N=7次迭代。下表给出了每一次迭代后的相位和φ(i)sum(k)，用度表示<tablesid="table2"num="002"><table>迭代φ(i)sum(k)[度](φ(i)rot(k)[度]σ=符号(imag(y))0090119045-124526．561371．5614．04-1457．527．131564．653．53-1661．071．79-159．28</table></tables>图13给出了每次迭代后的向量z(i)，输入向量z(0)(k)=ejπ／3由小圈表示，幅值为1的大圈仅为了表示取方。随着迭代次数N的增加，输出向量z(N)的相位φsum(N)(k)=Σi=0N-1σ(1)(k)·σrot(i)--------(15)]]>将被忽略σsum(N)(k)=Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i)=φ(z(N)(k))=0--------(16)]]>结合等式(5)φ(z(N)(k))=φ(z(0)(k))-Σi=0N-1σ(i)(k)·φrot(i)=0.--------(17)]]>得φ(z(k))=φ(z(0)(k))=Σi=0N-1σ(1)(k)·φrot(i)--------(18)]]>此外，数字AFC及数字频率解调都是现有的技术水平，例如在欧洲专利EP0486095B1“数字接收器”中描述了它们。实信号数字滤波在诸如欧洲专利EP07412478A2“解调器中代数运算电路”中也有描述。从下面结合附图所进行的详细描述可更好地理解本发明及其实施例图1给出了按照本发明工作在方式A下、即、执行频率解调的接收器功能单元。图2给出了在图1实施例中按照本发明的多功能电路的功能单元。图3给出了按照本发明工作在方式A-1下、即、执行用于噪声整形及邻近信道抑制的数字线性相位滤波、抽选因子为2的采样率抽选及数字频率解调的接收器功能单元。图4给出了在图3实施例中按照本发明的多功能电路的功能单元。图5给出了按照本发明工作在方式B下、即、执行数字频率调整的接收器功能单元。图6给出了在图5实施例中按照本发明的多功能电路的功能单元。图7给出了按照本发明工作在方式C下、即、执行接收器的数字频率调整及数字增益控制的接收器功能单元。图8给出了在图7实施例中按照本发明的多功能电路的功能单元。图9给出了图8中示出的均值低通滤波器的实现。图10给出了按照本发明执行方式A、B和C的多功能电路的实现。图11给出了按照本发明执行方式A-1、B和C的多功能电路的实现。图12给出了用于解释CORDIC算法旋转方式的图表，以及图13给出了用于解释CORDIC算法向量方式的图表。图1说明按照本发明工作在方式A下的接收器的功能，多功能电路5在此执行频率解调。FM广播信号由天线1接收，并由前端单元2、A／D转换器3及IQ发生器4转换成复基带信号z(k)。该复基带信号z(k)在反馈到按照本发明的多功能电路5之前，也可能在IQ发生器4中经受邻近信道抑制，所述多功能电路5执行数字频率解调并输出数字多路复用立体声信号MPX(k)，该信号在由D／A转换器7转换成模拟音频信号之前由立体声多路分路器6a多路分解。图2说明通过调频载波的相位微分在多功能电路5中进行的频率解调。因而按照本发明，在执行频率解调的微分器5b对相位值φ(z(k))微分之前，在向量方式下通过CORDIC算法在相位计算器5a中进行N次迭代计算复基带信号z(k)的每一个样值的相位值φ(z(k))。然后，所述微分器输出立体声多路复用信号MPX(k)或STMUX(k)，如图2中所说明的，图2中给出了代表FM解调的多功能电路5的两个功能单元。按照本发明，频率解调按下式由调频复基带信号z(k)的相位值φ(z(k))的微分得到MPX(K)=ddt|kTφz(t)=φ(z(k))-φ(z(k-1))T--------(19)]]>图3给出了按照本发明工作在方式A-1下的接收器的功能，其中，复基带信号未在IQ发生器4中经历邻近信道抑制。但在多功能电路5中建立邻近信道抑制。因而像在图3及给出了图3中多功能电路5的功能的图4给出的那样，由IQ发生器4产生的复基带信号被馈送到多功能电路5，在该多功能电路5中，在如图1、2中描述的那样对所述信号进行信号处理之前，所述信号首先通过FIR滤波器和下变频级5c。所述FIR滤波器执行邻近信道抑制，并且包括两个实低通滤波器一个用于复基带信号的同相分量，一个用于正交分量。在由诸如九抽头的低通滤波器滤波后，在通过如上所述对调频载波进行相位微分而再次进行频率解调之前，执行抽选因子为2的采样率抽选。图5给出了在以下情况下本发明的多传输系统接收器的不同功能AM、DRM、DAB或DVB，即，数字式或模拟调制广播信号由天线1接收并且由前端单元2、A／D转换器3和IQ发生器4处理；在所述复基带信号z(k)被馈送到按照本发明的多功能电路5之前，IQ发生器4可能再次包含邻近信道抑制；然后，多功能电路5将其输出信号w(k)馈送到短波处理电路6b，该短波处理电路6b包含邻近信道抑制、解调、调整及附加处理或DAB处理电路6c，后者包括在最终由D／A转换器7产生模拟音频信号之前的FFT、去交错、Viterbi解码、调整及MPEG解码。对于自动频率控制，所述频偏Δf(k)从短波处理电路6b或DAB处理电路6c被馈送到按照本发明的多功能电路5。如图5给出的，所述多功能电路5执行自动频率控制以便使接收器与发射器频率同步。自动频率控制纠正发射器与接收器间的频偏，该频偏是利用短波处理电路6b或DAB处理电路6c中的同步算法计算的。图6给出了按照本发明执行自动频率校正的多功能电路5的功能。数字基带信号z(k)被馈送到也包含N次迭代的CORDIC算法单元5a，它这时工作在旋转方式并且使每一个输入样值z(k)旋转由频偏Δf(k)产生的相位值φ(k)。利用著名的公式(21)由频偏Δf(k)计算得到该相位值因此，由短波处理电路6b收到的频偏Δf(k)被馈送到积分器5d，后者按上述公式(21)计算相位φ(k)，并将其馈送到CORDIC算法单元5a。在分立的系统中，该公式可写成φ(k)=TΣ1=-∞kΔω(1)=2πTΣ1=-∞kΔf(1)--------(22)]]>从式(12)得w(k)=z(N)(k)=z(0)(k)·K·ejφ(k)接着与式(22)合并得式(23)z(N)(k)=K·z(0)(k)·ejTΣ1=-∞kΔω(1)--------(23)]]>式中Δω(1)={Δω-----1≥00--------1<0]]>因而z(N)(k)=K．z(0)(k)·ejΔω·k·T=K·z(0)k)·ej2πΔf·k·T(24)这样，CORDIC算法的输入信号被放大常数K倍并与复载波ej2πΔf·K·T相乘而混合。图7给出了在接收数字式调制广播信号，例如，接收DRM、DAB或DVB情况下按照本发明的接收器的功能，其中，所述电路执行复基带信号z(k)产生后的所述接收器的数字频率调整及数字增益控制。在这种情况下，多功能电路5将其输出信号传送到短波处理电路6b或DAB处理电路6c。同步电路再将频偏Δω(k)传送到按照本发明的多功能电路5。DAB处理电路6c发送其输出信号到D／A转换器7，后者再产生模拟音频信号。AGFC(自动增益和频率控制)对于以下的操作是必要的再次校正发射器与接收器间的频偏并且将所需要的DAB信号的幅值调整到对于后面的处理是最佳的状态，因为可以在所述前端、在数字部分或两者的组合中对不需要的DAB邻近信道进行邻近信道抑制，并且所需要的DAB信号的幅值必须适合后面的处理。图8给出了执行自动增益和频率控制的多功能电路5的功能。自动增益控制被结合在执行自动频率控制的电路中。自动增益控制使用了执行CORDIC算法以调整幅值所需的移位寄存器。在AGFC中，频率调整按上面描述的执行，另外，计算输入复基带信号z(k)的平均幅值并且根据其平均幅值对输入复基带信号z(k)进行放大以实现自动增益控制通过对复基带信号z(k)的正交分量zQ(k)的绝对值进行滤波来计算所述平均幅值。因而，正交分量zQ(k)的绝对值在绝对值计算器5g中算得，绝对值计算器5g将其结果传送到均值低通滤波器5h，后者随后将其输出信号d(k)传送到前置放大单元5e及精确放大单元5f，放大单元5e位于CORDIC算法单元5a之前的复基带信号z(k)的信号通路中，具有避免溢出的包含的饱和状态、分辨率为1bit，放大单元5f位于CORDIC算法单元5a之后的复基带信号z(k)的信号通路中，具有避免溢出的包含的饱和状态，分辨率为0．25bit。图9中给出均值低通滤波器，它具有传递函数Haveraging(z)=zAz-(1-A)--------(25)]]>并且，可以利用下式来计算均值低通滤波器的时间常数τ=-TIn(1-A)--------(26)]]>式中T是采样率。在均值低通滤波器中，正交分量的输入绝对值｜zQ(k)｜=｜y(k)｜被馈送到第一乘法器5i，该乘法器用移位寄存器来实现是有利的，该乘法器在所述输入信号被馈送到加法器5j之前将其乘以常数A，加法器5j把乘法器5i的输出信号加上均值低通滤波器的经时延的输出信号d(k)并将其输出信号馈送到第二加法器5k，加法器5k把加法器5j的输出信号减去均值低通滤波器的经相同时延的输出信号d(k)，以便产生输出信号d(k)。时延电路5m从第二加法器5k的输出端接收输出信号d(k)并且将它延迟时间常数T，从而产生时延的输出信号d(k)。当然，也可以通过对同相分量的绝对值｜zI(k)｜=｜x(k)｜进行滤波来计算所述平均幅值。图10给出了按照本发明的可执行方式A、B和C的多功能电路5的框图。多功能电路5包括多功能电路51、旋转电路52及输出电路，多功能电路51接收IQ多路复用的基带信号z(k)及频偏Δf(k)并输出一种输出信号D到输出电路；旋转电路52接收IQ多路复用的基带信号z(k)并输出第一和第二输出信号到所述输出电路；而所述输出电路接收多功能电路51的输出信号D以及旋转电路52的第一及第二输出信号。多功能电路51输出处理过的IQ多路复用的复基带信号w(k)。多功能电路51包含第一开关S1，S1在其第一输入端子接收频偏Δf(k)(第一输入端子总是画成黑点；第二输入端子总是画成空圈；开关的活动输出端子总是画成黑点)，并有一根线连接到图中的输入端子，第二输入端子空闲，活动输出端子连接到多功能电路51中第二开关S2的第一端子。此外，多功能电路51包含第四开关S4，其第二输入端子连接到第二开关S2的活动输出端子，其活动输出端子连接到第一加／减器A1的第一输入端子。第一加／减器A1的第一输入端接收第一被加数或被减数，这取决于第一加／减器A1执行何种功能。此外，多功能电路51还包含第三延时电路511，延时为T，其第一输入端子接收第一加／减器A1计算并输出的和或差数，其第二输入端子接收第二锁存信号，其输出端子输出多功能电路51的输出信号D。输出信号D还连接到第四开关S4的第一端子。多功能电路51包含第五开关S5，其第一输入端子接收复基带信号z(k)，其第二输入端子接收所述多功能电路51的输出信号D。所述第五开关S5的活动输出端子连接到乘法电路512，乘法电路512也被包含在多功能电路51中且乘以常数A。该电路用移位寄存器来实现是有利的，并且其输出端连接到也被包含在多功能电路51中的第六开关的第一输入端子。多功能电路51还包含第十六开关S16，其第一输入端子连接到多功能电路51中的常数源(constantvaluesource)513，它也被包含在所述多功能电路51中并且表示方式B下的常数频偏，其第二输入端子连接到第六开关的活动输出端子，其活动输出端子连接到所述第一加／减器A1的第二输入端，后者根据所述第一加／减器A1的相应功能而或者接收第二被加数、或者接收减数。所述多功能电路51的另外的部件是第一延时电路514、第二延时电路515、第三开关S3及ROM。第一延时电路511具有延时T，其输入端连接到所述第一加／减器A1的输出端，其输出端连接到所述第二开关S2的第二输入端子。第二延时电路515也具有延时T，其第一输入端连接到第一延时电路514的输出端，其第二输入端连接到第一锁存信号LE1第二延时电路515的输出端连接到第三开关S3的第一输入端子，第三开关的第二输入端子连接到所述ROM516，而第三开关S3的活动输出端子连接到第六开关S6的第二输入端子。所述旋转电路52包括第七到第十二开关；第一移位寄存器521和第二移位寄存器522；第二加／减器A2和第三加／减器A3；第四和第五延时电路524、525。第七开关在其第一输入端子接收复基带信号z(k)，而其活动输出端子连接到第八开关S8的第二输入端子。第八开关S8的活动输出端子连接到第一移位寄存器521的输入端，第一移位寄存器521的控制输入端连接到第一移位信号SH1。第一移位寄存器521的输出端连接到也包含在所述旋转电路52中的第一放大及饱和单元523的输入端，第一放大及饱和单元523在避免溢出的饱和状态下执行24放大，第一移位寄存器521的输出端也连接到第十二开关S12的第二输入端子。第十二开关S12的第一输入端连接到第一放大和饱和单元523的输出端。所述第十二开关S12的活动输出端子连接到第二加／减器A2的第二输入端，第二加／减器A2的第二输入端根据第二加／减器A2的相应功能或者接收第二被加数或者接收第二减数。所述第二加／减器A2的输出端连接到第四延时电路524的输入端，第四延时电路524具有时延T，其输出端提供所述旋转电路52的第一输出信号。所述旋转电路52的所述第一输出信号也连接到第八开关S8的第一输入端子、第九开关S9的第二输入端子和第十开关S10的第一输入端子。第十开关S10的第二输入端子空闲，活动输出端子连接到所述第二加／减器A2的第一输入端，所述第二加／减器A2的第一输入端或者接收第一被加数或者接收第一被减数，这依赖于所述第二加／减器的功能。第九开关S9的活动输出端子连接到第二移位寄存器522的输入端，第二移位寄存器522的控制输入连接到第二移位信号SH2。所述第二移位寄存器522的输出端连接到第三加／减器A3的第二输入端，第三加／减器A3接收第二个被加数或第二个减数，这取决于第二加／减器A2的相应功能。所述第三加／减器A3的输出端连接到延时电路525，延时电路525具有时延T，其输出端提供所述旋转电路52的第二输出信号。所述旋转电路52的第二输出信号也连接到所述第七开关S7的第二输入端子、所述第九开关S9的第一输入端子以及所述第十一开关S11的第一输入端子。所述第十一开关S11的活动第二输入端子空闲，所述第十一开关S11的活动输出端子连接到所述第三加／减器A3的第一输入端，所述第三加／减器A3的第一输入端按其功能接收第一被加数或第一被减数。所述输出电路包含第六延时电路53、第七延时电路54、第二放大及饱和单元55、第八延时电路56及第十三、第十四、第十五开关S13、S14、S15。第六延时电路53具有时延T，其第一输入端接收旋转电路52的第二输出信号，其第二输入端接收第三锁存信号LE3。第六延时电路53的输出端连接到第十三开关S13的第二输入端，第十三开关S13第六延时电路53的输入端连接到第七延时电路54的输出端，第七延时电路54具有时延T，它在其第一输入端接收旋转电路52的第一输出信号，而在其第二输入端接收第四锁存信号LE4。第十三开关S13的活动输出端子连接到放大饱和单元55的输入端，放大饱和单元55计划在避免溢出的饱和状态下进行22放大，其输出端连接到第十四开关S14的第一输入端子，S14的第二输入端子连接到第十三开关S13的活动输出端子。第十四开关S14的活动输出端子连接到第十五开关S15的第二输入端子。第十五开关S15的第一输入端子连接到所述多功能电路51的输出信号D。所述第十五开关S15的活动输出端子连接到第八延时电路56，第八延时电路56具有时延T并且提供多功能电路5的输出信号w(k)。上面所述图10中方式A下的电路开关、加／减器及移位寄存器的状态在表1中给出。所述电路有24个不同的内部状态(0…23)且计时用fC=24fS，即，比多功能电路5的输入采样率的时钟频率快24倍。在状态0，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的同相分量x(0)(k)。在状态1，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的正交分量y(0)(k)。从状态1开始到状态12，旋转电路执行输入信号z(k)的N=13的CORDIC旋转。多功能电路51执行从状态1开始到状态13的由式(14)描述的微旋转角φrot(i)的求和。在状态14，多功能电路51执行由式19描述的频率解调。图10中所示的方式B下、即、方式AM下的开关、加／减器及移位寄存器的状态在表2中给出。所述电路有12个不同的内部状态(0…11)且用fC=12fS、即、多功能电路5的输入采样率的时钟频率的12倍的频率计时。在状态0，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的同相分量x(0)(k)，而在状态1，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的正交分量y(0)(k)。从状态1开始到状态11，旋转电路执行输入信号z(k)的N=11次的CORDIC旋转。多功能电路51在状态0对在式(22)中描述的频偏Δf(k)求积分，而从状态1开始到状态10，多功能电路51计算由式(6)描述的相位误差φ(i)error。图10中所示的方式C下的开关、加／减器及移位寄存器的状态在表3中给出。所述电路有12个不同的内部状态(0…11)且用fC=12fS，即，是多功能电路5的输入采样率fS的时钟频率的12倍的频率计时。在状态0，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的同相分量x(0)(k)，而在状态1，旋转电路读取时间复用的复基带信号z(k)的正交分量y(0)(k)。在读取复基带信号z(k)的同相和正交分量期间，所述电路利用第一移位寄存器521及具有24放大的第一放大饱和单元523执行前置放大，第一移位寄存器521由第一移位信号控制。从状态1开始到状态11，旋转电路执行输入复基带信号z(k)的N=10次的CORDIC旋转，并且，在状态11，旋转电路执行用因子1．5、1．25、1．00及0．875乘CORDIC输出信号的精确放大。这种放大由图8图及9中描述的平均幅值d(k)控制，并利用如表4中所示的移位及加法运算进行。多功能电路51在状态0对由式(22)描述的频偏Δf(k)求积分，而从状态1开始到状态9，多功能电路51计算由式(6)描述的相位误差φ(i)error。在状态10及11，所述多功能电路计算输入复基带信号z(k)正交分量y(k)的绝对值并执行式(25)描述的均值滤波。在表3中，联系表中某些自变数表示的、括号中的数1至10，具有下面的含义(3)-(8)依赖于与方式C下的信号D相同的平均输入幅值d(k)，利用表4执行精确放大。(1)-(2)依赖于与方式C下的信号D相同的平均输入幅值d(k)，通过改变状态0及状态1时第一移位寄存器521的SH1值来执行粗前置放大。在一个样值中，值agc(0)与age(1)必须相同。(9)-(10)可利用所述信号来启动和禁止均值低通滤波器。在DAB帧空符号的情况下，(9)和(10)可设为0以避免空符号后信号幅值过量。在一个OFDM符号期间必须保持所述放大倍数不变。图11给出了按照本发明执行方式A-1、B和C的电路。在这种情况下，多功能电路5另外还包含环形缓冲电路57，它接收复基带信号g(l)的同相分量gI(l)和正交分量gQ(l)且仅把同相分量gI和正交分量gQ之一引导到多功能电路51，而把两个分量gI(l)及gQ(l)都引导到旋转电路52。在这种情况下，同相分量gI通过第七开关S7的第一固定端子输入到旋转电路52，作为图10中所示的、联系多功能电路5所描述的IQ复用复基带信号z(k)；正交分量gQ通过包含在所述旋转电路52中的附加的第十九开关S19的第一输入端子输入到旋转电路52，第十九开关S19将其在第二输入端子和活动输出端子之间的通路插入第九开关S9的第二输入端与旋转电路52的第一输出信号之间。环形缓冲电路57本身包含第十七开关S17、第十八开关S18及第十延时电路58。第十七开关S17的第一输入端子接收复基带信号g(l)的正交分量gQ(l)，而第十八开关S18的第一输入端子接收复基带信号g(l)的同相分量gI(l)。第十七开关S17的活动输出端子连接到第九延时电路59。第九延时电路59具有时延T，它在其输出端为旋转电路52提供正交分量gQ。第九延时电路59的输出信号也连接到第十七开关S17的第二输入端子。第十八开关S18的活动输出端子连接到第十延时电路58。第十延时电路58具有时延11T，它在其输出端为多功能电路51、旋转电路52及第十八开关S18的第二输入端子提供同相分量gI。图11中所示的方式A-1下的多功能电路5的开关、加／减器及移位寄存器的状态在表5中给出。图11中所示的多功能电路5有24个不同的内部状态(0…23)并执行抽选因子为2的采样率抽选。因此，该电路用fC=12fSg计时，fSg是该电路输入信号g(l)的采样率。在状态0到状态8，所述旋转电路对复信号执行9抽头FIR滤波，因而该旋转电路从所述环形缓冲电路57获得所需的输入样值。从状态9开始到状态21，该旋转电路对滤波后及采样率抽选后的信号z(k)执行N=13次的CORDIC旋转。从状态9开始到状态21，所述多功能电路51对式(14)描述的微旋转角φrot(i)执行求和。在状态22，多功能电路51执行式(19)中描述的频率解调由于图11中所示的多功能电路5与图10中所示的多功能电路5除开关S19及环形缓冲电路57外是相同的，因而关于方式B及C的功能易于从上面结合所述电路变化的描述中得到。显然，图10及11中所示的多功能电路5能被本专业的技术人员在没有离开从属权利要求范围的情况下修改，本发明不限于这些特定的电路。按照本发明，包含在所述旋转电路52中的非常昂贵的移位寄存器用于各种不同的目的，因而按照本发明的所述接收器比按照现有技术的接受器便宜。此外，所述电路只用三个加／减法器实现，采样率抽选中的数字滤波不需要附加的加法器和减法器，使用来自自动频率控制和自动增益控制的相同的硬件，因为有利地利用移位寄存器实现乘法器512和5i。表1表2表3表4<tablesid="table3"num="006"><table>afc精确放大因子agc(3)agc(4)agc(5)agc(6)agc(7)agc(8)*1．511++11*1．2511++22*1．000++00*0．87511--33</table></tables>表权利要求1．一种广播信号接收器，其特征在于接收从相应的广播信号产生的复基带信号(z(k))的多功能电路(5)，它能够或者执行方式C、或者执行方式C和方式A和／或方式B，或者执行方式A和方式B，方式A、B、C定义如下方式A在需要处理FM广播信号情况下的所述复基带信号(z(k))的频率解调，以便产生和输出多路复用数字音频信号(MPX(k))，由此产生数字音频信号，方式B在需要处理数字或模拟调制广播信号情况下的所述复基带信号(z(k))的数字式频率调整，以便产生和输出频率校正后的复基带信号(WB(k))，由此产生数字音频或视频信号，方式C在需要处理数字调制广播信号情况下的所述复基带信号(z(k))的频率和幅值调整，以便产生和输出频率及幅值校正后的复基带信号(WC(k))，由此产生数字音频或视频信号。2．按照权利要求1的接收器，其特征在于接收和输出所述相应的RF广播信号的天线(1)；连接到所述天线(1)的前端单元(2)，用于将所述接收的RF广播信号下变频以便输出IF信号；连接到所述前端单元(2)的A／D转换器(3)，用于将所述IF信号数字化以便输出数字IF信号；连接到所述A／D转换器(3)的IQ发生器(4)，用于产生并且向所述多功能电路(5)以及以下三种电路中至少一种电路输出复基带信号(z(k))在需要处理FM信号情况下的、从所述多功能电路(5)接收所述多路复用数字音频信号(MPX(k))的多路分路器(6a)，用于输出所述数字音频信号；在需要处理数字或模拟调制广播信号情况下的、从所述多功能电路(5)接收所述频率校正后的复基带信号(WB(k))或所述频率及幅值校正后的复基带信号(wC(k))的短波处理电路(6b)，用于输出所述数字音频或视频信号；以及在需要处理DAB广播信号情况下的、从所述多功能电路(5)接收所述频率校正后的复基带信号(wB(k))或所述频率及幅值校正后的复基带信号(wC(k))的DAB处理电路(6c)，用于输出所述数字音频信号；以及接收所述数字音频信号的D／A转换器(7)，用于输出模拟音频信号。3．按照权利要求2的接收器，其特征在于所述短波处理电路(6b)执行邻近信道抑制、解调、调整及附加处理，以便产生所述数字音频信号；所述DAB处理电路(6c)执行FFT、去交错、维特比(Viterbi)解码、调整和MPEG解码，以便产生所述数字音频信号。4．按照权利要求2或3的接收器，其特征在于所述IQ发生器(4)除产生所述复基带信号(z(k))外还执行邻近信道抑制。5．按照权利要求1到3中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述多功能电路(5)包含FIR滤波电路(5c)，用来在要处理FM广播信号的情况下也执行对所述复基带信号z(k)、g(l)的邻近信道抑制。6．按照权利要求1到5中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述多功能电路5包含接收所述复基带信号(z(k))的输入样值的CORDIC计算单元(5a)在应当处理FM广播信号的情况下，它工作在向量方式，以便输出所述复基带信号的每一个输入样值的相位，所述复基带信号被馈送到微分单元(5b)，后者计算并输出复用数字音频信号(MPX(k))；在应当处理数字或模拟调制广播信号的情况下，它工作在旋转方式并且通过积分器(5d)附加地接收频偏(Δf(k))，以便使每一个输入样值旋转对应于被积分之频偏(Δf(k))的相位值(ω(k))，从而输出所述频率校正后的复基带信号(wB(k)，wC(k))。7．按照权利要求6的接收器，其特征在于在需要处理数字调制广播信号的情况下，所述CORDIC计算单元(5a)通过前置放大单元(5e)接收所述复基带信号(z(k))的每一个输入样值，并通过精确放大单元(5f)输出所述频率及幅值校正后的复基带信号(wC(k))，所述放大单元(5e，5f)分别接收输入信号(d(k))，后者是通过对接收到的输入样值的绝对值进行均值低通滤波而算得的。8．按照权利要求7的接收器，其特征在于通过借助绝对值计算单元(5g)计算接收到的输入样值的绝对值(｜(y(k))｜，｜(x(k))｜)以及借助均值低通滤波器(5h)对所述复基带信号((z(k))的输入样值的正交分量(y(k))和同相分量(x(k))的绝对值进行滤波来执行所述输入样值绝对值的均值低通滤波，所述均值低通滤波器(5h)包含把所述接收到的输入样值的绝对值(｜(y(k))｜，｜(x(k))｜)乘以常数(A)的第一乘法器(5i)；第一加法器(5j)，它连接到所述第一乘法器(5i)并接收其乘法结果及所述均值低通滤波器(5h)的经时延电路5m得到T时延后的输出信号(d(k))，用来将所述两信号相加；第二加法器(5k)，它连接到所述第一加法器(5j)并接收其求和结果及所述均值低通滤波器(5h)的经时延电路(5m)得到T时延并被第二乘法器(51)乘以常数(A)的输出信号(d(k))，所述第二加法器将前面的信号减去后面的信号得到所述均值低通滤波器(5h)的所述输出信号(d(k))。9．按照权利要求8的接收器，其特征在于所述第一乘法器(5i)由移位寄存器实现。10．按照权利要求1到9中任何一项权利要求的接收器，其特征在于在实现所有功能的情况下，所述多功能电路(5)包含下面的单元多功能电路(51)，它接收所述频偏(Δf(k))及所述复基带信号(z(k))并且输出一种执行以下功能的输出信号(D)在需要处理频率及幅值调整情况下频偏(Δf(k))的积分、微旋转控制和求和以及求复基带信号(z(k))的平均值；在需要处理频率解调情况下的微旋转求和及微分；在需要处理频率调整情况下的频偏(Δf(k))的积分、微旋转控制；旋转电路(52)，它接收所述复基带信号(z(k))并且输出执行以下功能的第一及第二号输出信号标准CORDIC算法；由控制信号控制的复基带信号(z(k))的放大；多路复用输出电路，它接收所述多功能电路(51)的输出信号(D)以及所述旋转电路(52)的第一和第二输出信号，并且输出多路复用处理后的基带信号(wB(k)，wC(k))或多路复用后的数字音频信号(MPX(k))。11．按照权利要求10的接收器，其特征在于所述多功能电路另外包含环形缓冲电路(57)，它接收所述复基带信号(g(l))的同相及正交分量(gI(l)，gQ(l))，并且将同相分量gI(l)和正交分量gQ(l)之一引向多功能电路(51)以及将同相和正交分量(gI(l)，gQ(l))引向旋转电路(52)。12．按照权利要求10或11的接收器，其特征在于所述多功能电路(51)包含第一开关(S1)，它在其第一输入端子接收所述频偏(Δf(k))；第二开关(S2)，其第一输入端子连接到第一开关S1的活动输出端子；第四开关(S4)，其第二输入端子连接到第二开关S2的活动输出端子；第一加／减器(A1)，其接收所述第一被加数或被减数的第一输入端子连接到第一开关S1的活动输出端子；第三延时电路(511)，它有时延T，在第一输入端接收所述第一加／减器(A1)求得的和或差，在第二输入端接收第二锁存信号，并且其输出端输出所述多功能电路(51)的输出信号(D)并且也连接到所述第四开关(S4)的第一端子；第五开关(S5)，其第一输入端子接收所述复基带信号(z(k))或同相分量(gI)和正交分量(gQ)之一，并且其第二输入端子连接到所述第三延时电路(511)的输出端；乘法电路(512)，它执行乘以常数(A)的运算，其输入端连接到所述第五开关(S5)的活动输出端子；第六开关(S6)，其第一输入端子连接到所述乘法电路(512)的输出端子；第十六开关(S16)，其第一输入端子在方式B下连接代表常数频偏的常数源(513)，其第二输入端子连接到所述第六开关(S6)的活动输出端子，其活动输出端子连接所述第一加／减器(A1)的第二输入端子，它接收第二被加数或被减数；第一延时电路(514)，它具有时延T，并且其输入端连接到所述第一加／减器(A1)的输出端，而其输出端连接到所述第二开关(S2)的第二输入端子；第二延时电路(515)，它具有时延T，并且其输入端连接到所述第一延时电路(514)的输出端，而其第二输入端子连接到第一锁存信号(LE1)；以及第三开关(S3)，其第一输入端子连接到所述第一延时电路(515)，其第二输入端子连接到ROM(516)，而其输出端连接到所述第六开关(S6)的第二输入端子。13．按照权利要求12的接收器，其特征在于所述多功能电路(512)用移位寄存器实现。14．按照权利要求10到13中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述旋转电路(512)包含第七开关(S7)，其第一输入端子接收所述复基带信号(z(k))或所述同相分量分(gI)；第八开关(S8)，其第二输入端子连接到所述第七开关(S7)的活动输出端子；第一移位寄存器(521)，其输入端连接到所述第八开关(S8)的活动输出端子，而其控制输入端连接到第一移位信号(Sh1)；第一放大及饱和单元(523)，它执行放大及饱和功能，其输入端连接到所述第一移位寄存器(521)的输出端；第十二开关(S12)，其第一输入端子连接到所述第一放大及饱和单元(523)的输出端，而其第二输入端子连接到所述第一移位寄存器(521)的输出；第二加／减器(A2)，其第二输入端接收连接到所述第十二开关(S12)的活动输出端子的所述第二被加数或减数；第四延时电路(524)，它有时延T，其输入端连接所述第二加／减器(A2)的输出端，而其提供所述旋转电路(52)的第一输出信号的输出端连接到所述第八开关(S8)的第一输入端子；第十开关(S10)，其第一输入端子连接到所述第四延时电路(524)的输出端，而其活动输出端连接到接收第一被加数或被减数的所述第二加／减器(A2)的第一输入端；第九开关(S9)，其第二输入端子接收所述第四延时电路(524)的输出信号；第二移位寄存器(522)，其输入端连接到所述第九开关(S9)的活动输出端，而其控制输入端连接到第二移位信号(Sh2)；第三号加／减器(A3)，其第二输入端接收连接到所述第二移位寄存器(522)的输出端的所述第二被加数或减数；第五延时电路(525)，它具有时延T，其输入端连接到所述第三加／减器(A3)的输出端；其提供所述旋转电路(52)的第二输出信号的输出端连接到所述第九开关(S9)的第一输入端子及所述第七开关(S7)的第二输入端子；以及第七开关(S7)，其第一输入端子连接到所述第五延时电路(525)的输出端，其活动输出端子连接到所述第三加／减器(A2)的第一输入端，它接收所述第一被加数或被减数。15．按照权利要求14的接收器，其特征在于所述旋转电路(52)另外还包含第十九开关(S19)，它在第一输入端通过所述环形缓冲器(57)接收复基带信号(g(l))的正交分量(gQ)，其第二输入端子连接到所述第四延时电路(524)的输出端，其活动输出端连接到所述第九开关(S9)的第二输入端。16．按照权利要求11到15中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述环形缓冲电路(57)包含第十七开关(S17)，其第一输入端子接收所述复基带信号(g(l))的正交分量(gQ(l))；第十八开关(S18)，其第一输入端子接收所述复基带信号(g(l))的同相分量(gI(l))；第九延时电路(59)，它具有时延T，其输入端连接到所述第十七开关(S17)的活动输出端，而其提供所述复基带信号(g(l))的正交分量(gQ)的输出端连接到所述第十七开关(S17)的第二输入端子；以及第十延时电路(58)，它具有时延11T，其输入端连接到所述第十八开关(S18)的活动输出端，而其提供所述复基带信号(g(l))的同相分量(gI)的输出端连接到所述第十八开关(S18)的第二输入端子。17．按照权利要求10到16中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述输出电路包含第六延时电路(53)，它具有时延T，其第一输入端子接收所述旋转电路(52)的所述第二输出信号，其第二输入端子接收第三锁存信号(LE3)，而其输出端连接到第十三开关(S13)的第二输入端子；第十七延时电路(54)，它具有时延T，其第一输入端子接收所述旋转电路(52)的所述第一输出信号，其第二输入端子接收第四锁存信号(LE4)，而其输出端连接到第十三开关(S13)的第一输入端子；第二放大及饱和单元(55)，它进行放大及饱和计算，其输入端连接到第十三开关(S13)的活动输出端子；第十四开关(S14)，其第一输入端子连接到所述第二放大及饱和单元(55)的输出端，其第二输入端子连接到所述第十三开关(S13)的活动输出端子；第十五开关(S15)，其第一输入端子连接到所述多功能电路(51)的输出端(D)，而其第二输入端子连接到所述第十四开关(S14)的活动输出端子；第十八延时电路(56)，它具有时延T，其输入端连接到所述第十五开关(S15)的活动输出端子，并输出所述多功能电路(5)的所述输出信号(wB(k)，wC(k)，MPX(k))。18．按照权利要求1到17中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述模拟广播信号是AM信号。19．按照权利要求1到18中任何一项权利要求的接收器，其特征在于所述数字调制广播信号是DAB、DVB或DRM信号。全文摘要诸如DAB、FM、DVB广播信号和数字或模拟短波RF广播信号的接收器包括多功能电路(5),后者能切换到三种方式并执行:第一方式A下用于调频信号接收的数字频率解调;第二方式B下用于诸如DAB、DVB、DRM或AM数字及模拟调制广播信号接收的接收器数字频率调整和第三方式C下用于诸如DAB、DVB、DRM数字调制广播信号接收的接收器数字频率调整和数字增益控制。尽管用最佳数量的硬件实现上述电路,但同样的硬件将用于不同的目的。文档编号H04B1/06GK1279544SQ00120038公开日2001年1月10日申请日期2000年6月29日优先权日1999年6月29日发明者J·维尔德哈根申请人:索尼国际(欧洲)股份有限公司