具有不连续扩频码的扩频调制、解调方法、移动站和基站的制作方法

专利名称：具有不连续扩频码的扩频调制、解调方法、移动站和基站的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于调制从一个发射机实体发射到至少一个接收机实体的至少一个码元的方法，本发明尤其适合用于移动的第三代通信系统领域。
3GPP组(第三代合作规划)是一个标准化组织，它的目的是标准化用于移动的第三代通信系统。由该系统保持的技术是CDMA技术(码分多址)。
在ISO(国际标准化组织)的OSI模型(开放系统互连)中，设备通信是由包括协议层叠的层模式模拟的，该协议层叠的每层是一个提供业务给上级层的协议。由第一级层提供的业务称作“传送信道”，传送信道因此可以理解作为在相同的设备之间的级1和级2的层之间的数据流动。

图1示出在用CDMA技术操作的发射机中执行的步骤，该发射机试图提供信号给至少一个基站，这个传送方向今后称作上行链路。
首先，该发射机执行参考号为102的编码步骤，在这个步骤中，发射机完成下面的操作-传送信道的信道编码；-编码的传送信道的速率匹配；-编码的传送信道的交织；-编码的传送信道的复用以形成合成信道，和-映射合成的信道到至少一个物理信道。
这个步骤后面跟着步骤104，用于调制所述至少一个物理信道，通常这个调制步骤包括下面的操作-扩频调制操作，用于转换信道码元序列为码片序列，和-射频调制操作，用于转换码片序列为射频信号。
在专用物理信道上扩频操作在图2中示出。通常，专用无线电链接包括称作DPCCH(专用物理控制信道)的物理控制信道，从1到6称作DPDCH(专用物理数据信道)物理数据信道，从1数到6。
只有DPDCH类型的物理信道携带合成信道，此外，尤其是用于接收机和发射机的DPCCH类型的物理信道使调整无线传送的无线信道的变化成为可能。
每个物理信道是一串二进制信道码元，每个二进制码元在线例如由矩形脉冲表示，因此，一个具有0值的比特以幅度+1的矩形脉冲形式被发送，同时一个具有0值的比特以幅度-1的矩形脉冲形式被发送。注意到，在相同的物理信道上，所有的码元有相同的等于相应的矩形脉冲时间的持续时间Ts，相应的码元速率值是 。持续时间TS指定给物理信道，等于称作扩频因子的因子SF和相应于码片的持续时间的恒定公用周期TC的乘积，扩频因子是每个码元的码片数量，因此，TS=SF·TC该扩频因子因此专用于该物理信道，虽然如此，在上行链路中，同一无线链路的DPDCH类型的所有物理信道有相同的扩频因子。此外，在可变速率的合成信道的情况下，按照称作无线电帧的10ms周期，DPDCH类型的物理信道的扩频因子可改变。
在这个扩频操作时，相应于每个物理信道DPDCH1到DPDCH6和DPCCH的信号，在步骤参考200，首先由各自的扩频码信号Cd,1到Cd,6和Cc乘，扩频码是周期性的称作码片的码元序列。码片按照在无线链路的接收机和发射机中是相同的判决定律来产生，该码片是二进制码元，因此也有秩序地由幅度为+1或-1的矩形脉冲表示。每个脉冲有一个持续时间TC，脉冲序列的周期等于TS，这个脉冲序列因此由一列SF幅度值+1或-1限定，给每个码片幅度从第一到最后一个用于相应的物理信道的每个码元。在下面的描述中，这个列认为是码自身，列的SF部分数量称为扩频码的扩频因子。
来自步骤200的结果信号然后在步骤参考202由增益加权，βd用于DPDCH信道，βc用于DPCCH信道，以这种方式幅值+1和-1分别变为+βd和-βd或+βc和-βc。
在这个加权步骤之后，结果信号在步骤参考204在两维合成器中相互加在一起。这个步骤首先以偶数相互加来自DPDCH信道的信号，其次以奇数相互加来自DPDCH和DPCCH信道的信号，和用j乘结果信号，再次相加这两个结果信号，由此获得合成的信号，然后在步骤206用扰频码Ce相乘。
由于它们允许不同物理信道的信道化，扩频码也称作信道化码。它们属于称作OVSF码(正交可变扩频因子)的码集合，通常表示为CCh,SF,n’其中ch表示码是信道化码(ch用于信道化码)，SF是码的扩频因子，n是在0和SF-1之间的数，表示在SF可能的OVSF码中OVSF码数，其中的扩频因子是SF。扩频因子SF的OVSF码由具有SF行和SF列的哈达马矩阵的行给出，扩频因子SF的值是2的幂，因此SF=2N。
在下面的描述中，从零开始，矩阵的列和行是从上到下、从左到右分别可数的。应该重新取回表示为AB的两个矩阵A和B的克罗内克尔积，表示如下假定A是一个具有U行和V列的矩阵，B是一个具有R行和S列的矩阵 A⊗B=a0,0·B…a0,v-1·B·········au-1,0·B…au-1,v-1·B]]> 获得具有U·R行和V·S列的矩阵AB,AB因此是矩阵[PI,j](u,v,r,s)，以便 ，因此，PU·R+r,V·S+s=au,v·br,s同样取回相关的克罗内克尔积和有下面的特征如果A和B是两个矩阵，它们的行是相互正交的，那么AB也是一个矩阵，它的行也是相互正交的。
OVSF码CCh,SF,n因此被定义为具有SF行和SF列的哈达马矩阵的编号为BRSF(n)的行，它是由此定义的H…HN个因子这里，H等于H=111-1]]>，N是一个整数例如SF=2N,BRSF是集合{0,1,...,SF-1}的序列变化，当后者以N比特字形式表示时，它的部分的比特还原顺序。
因此，BRSF定义如下如果K=N-1时，(b0,b1,…,bk)∈{0,1}k+1BRSF(Σi=0i=kbi·2i)=Σi=0i=kbk-i·2i]]>此外，由于H是一个行相互正交的矩阵，H…H有相同的特征。OVSF码CCh,SF,O、CCh,SF,1…CCh,SF,n因此形成一个RSF正交基础，RSF是规范的SF维的矢量间隔，它的优先的区域是实数集。
这个特性是非常重要的，由于它能够相互隔离物理信道DPDCH1到DPDCH6和DPCCH，因此OVSF码互相正交分配给信道DPDCH1到DPDCH6和DPCCH，以便所述信道相互正交。
CCh,SF,n也可如下地循环地表示·设置CCh,1,0=[1]；·对于每个扩频因子SF=2N，对于每个n在{0,1,…,SF-1}中，然后-通过连接Cch,SF,n到自身获得Cch2·SF,2·n’因此，Cch2·SF,2·n=[1 1]Cch,SF,n-通过连接-Cch,SF,n到Cch,SF,n获得Cch,2·SF,2·,n+1，因此，Cch,2·SF,2·n+1=[1 -1]Cch,SF,n这个递归关系允许OVSF码以称作OVSF树的树分类，其中具有扩频因子SF和数n的每个OVSF码Cch,SF,n是两个OVSF码Cch,2·SF,2·n和Cch,2·SF,2·n+1的原型，当树从左到右水平增长时，根据惯例分别放置在上和下分支中。作为一个例子，具有在1到8之间的扩频因子的OVSF码示出于图3中，为了简单起见，具有幅度+1和-1的码片分别标记为“+”和“-”。
这个树分类呈现重要性，因为在广义上它完美地举例说明了正交性想法。事实上，在具有相同的在严格意义上称作正交性的扩频因子SF的两个码之间的正交性是非常简化在矢量空间RSF中两个相应矢量正交性。另一方面，广义上的正交性思想用于具有不同的扩频因子的两个码A和B。例如，码A考虑有最小的扩频因子，如果B=UV,A和B在广义上定义为正交，其中V指定一个具有和码A相同的扩频因子的码，在严格意义上是和码A正交的。如果在OVSF树中两个码两者都不是另一个的子节点，在广义上核实正交性。事实上，码A所有的子节点都可以CA的形式写出。
因此，如果PhCHA和PhCHB是分别由A和B扩频的码元序列，那么扩频后各自的序列是PhCHAA和PhCHBB=(PhCHBU)V。在扩频这些序列之后，也可由码A和V分别获得扩频PhCHA和(PhCHBU)，在严格意义上码A和V是正交的。因此，从物理信道的单独观点来看，在广义和严格意义中在正交性之间存在等价。
用于物理信道的OVSF码的分配规则通常如下·DPCCH信道总是有一个等于256的扩频因子，它的扩频码是Cch,256,0；·当只有一个具有扩频因子SF的DPDCH信道时，它的OVSF码是Cch,SF, K’这里K=SF/4；·当有超过一个DPDCH信道时，DPDCH信道的扩频因子因此等于4，信道DPDCHn的OVSF码是Cch,4,K；如果n∈{1,2},K=1,如果n∈{3,4},K=3，如果n∈{5,6},K=2。
如果合成信道的速率慢慢增加，OVSF码的分配如在图4中举例说明的那样发生。DPCCH信道用码Cch,256,0参考402的Q相位扩频，开头，码Cch,256, 64参考404分配给唯一的DPDCH信道，这个码因此被用于I相位。然后当速率增加时，分配给DPDCH信道的扩频因子的值减少，这个扩频因子的减少沿着箭头参考406构成重新上升OVSF树，直到到达码Cch,4,1参考408。在这个阶段，扩频因子不能减少，因为它的最小值当时等于4。如果速率进一步增加，因此使用码的两个相位I和Q，如果它仍然进一步增加，在那时必需并联使用几个码。使用的码因此是包含在椭圆形参考414中的码。规则是不使用新的码，除非使用码的已被分配的两个相位，因此，如果速率进一步增加，码Cch,4,1参考408的两个I和Q相位被首先使用，当时码Cch,4,3的I相位参考410，当时它的Q相位，当时码Cch,4,2的I相位参考412，因此后者的Q相位。当使用这三个码的两个相位时，再也不可能增加合成信道的速率。
OVSF码Cch,SF,K也可定义为一个具有1行和SF列的矩阵，由下面的公式限定Cch,SF,n=W0W1…WN-1(1)具有N诸如SF=2N，用于每个整数I从0到N-1诸如n=Σi=0i=log2(SF)-1bi·2i:]]>
-如果b1=0,W1=[1,1]，和-如果b1=1,W1=[1,-1]。
先前的关系式(1)对于组成接收机是很重要的。实际上，大多数典型的接收机包含至少一个以这种方式用于相关一串具有OVSF码采样的装置，以便解扩指定传播路径的信号e′，这样的一个相关装置此后称作解扩器的原理图在图5中给出。信号e′在乘法器中被一个由OVSF码发生器参考510提供的OVSF码相乘，该发生器由时间控制发生器参考512触发，时间控制发生器512被命令在每个码元的开始产生一个脉冲，因此每次OVSF码发生器接收一个脉冲，在开始它又启动OVSF码发生。由OVSF码相乘的信号这时提供给积分器参考506。在时间控制发生器512的每个脉冲中，积分器的合成寄存器的内容被在相关装置的输出中传递。从积分器506输出的信号S′(t)构成解扩信号，由解扩器完成的操作通常称作相关，因为后者相关接收的具有扩频码的码片序列的码元的码片序列。
这样的解扩器的操作预示解扩的信号的OVSF码的认识。实际上，DPDCH物理信道的速率可以不是常数，可以在至多每个每10ms的无线电帧中改变。由于一条由相应的DPCCH信道发射的称作TFCI(传送格式合成指示器)信息，这个码的扩频因子因此被确定。这条信息是插入无线电帧(10ms)中的，因此在这个无线电帧结束前不能被解码。因此必需在每个无线电帧的末尾解码扩频因子。为了做这些，可能设计一个基站接收机，包括装置用于存储无线电帧(当速率是每秒3.84百万码片时，这是38400个采样)的码片采样。这样的结构有两个主要的优点-由于在开始解调之前它必需等待无线电帧的结束，它引入了10ms(无线电帧时间)的过程延迟；-它也需要一个大的存储器存储无线电帧的码片采样。
但是，存在一个更复杂的接收机，它开始解扩无需等待无线电帧的结束。今后这种接收机称作分级解扩接收机。实际上，如果码Cch,SF,n诸如考虑Cch,SFn=W0⊗W1⊗…⊗Wlog2(SF)-1]]>，它可分解如下Cch,SF,n=UV其中V=Wlog2(SFSF0)⊗Wlog2(SFSF0)+1⊗…⊗Wlog2(SF)-1]]>和U=W0⊗W1⊗…⊗Wlog2(SFSF)-1]]>这里SF0是考虑的无线链接的DPDCH信道的扩频因子的最小值。
但是，V是一个SF0长度的已知的序列，不依赖于DPDCH信道的扩频因子，因此速率变化。这个复杂的接收机因此在两个阶段完成解扩操作，首先，它以码V完成第一解扩，在无线电帧时这个操作发生，产生一串“中间码片”，每个相应于具有时间段覆盖接收的码元的一部分 的码V的相关。在这个解扩操作的阶段，每个码元中间码片的数量 是不知道的，因此在无线电帧的末尾通过TFCI信息解码的码U。然后用码U通过相关具有码U的每个码元的中间码片序列实现第二解扩。
这两个阶段按照处理时间满足解扩操作，因为在无线电帧时完成部分处理，按照存储器，因为存在中间码片SF0时间少于码片。
虽然如此，第三代系统必需为每个传送信道保证一个给定的业务质量。这个业务质量尤其是由最大误码率或这个传送信道的BER来确定的。这个BER是在物理信道中接收信号对干扰比值的函数，称作SIR(信噪比)。SIR越高，误码率越低，因此最好保持SIR比高于一个表示为SIRtarget的目标值，这由在无线链路中反馈环路来完成在接收机中每个时隙(大约每666.67μs)周期性测量SIR比；当测量的SIR比低于SIRtarget目标值时，网络在相应的时隙发送一个请求，要求移动站增加它的一步ΔTPC发射功率(通常ΔTPC=1dB)。
此外，不应该忘记当移动站增加它的发射功率时，引起对于其它的移动站的接收的干扰。实际上在CDMA技术中，几个移动站可以在相同的网孔中在相同的载频上发射，每个移动站因此对于其它的在相同载频上发射的移动站来说是一个干扰源。其结果是当一个移动站以高功率发射时，它减少了其它移动站的接收SIR比，因为它产生了高的干扰。同样，每次由网络测量的SIR比超过SIRtarget值时，网络送回一个功率控制命令给相应的移动站，请求它减少它的一步ΔTPC发射功率。
因此工作在CDMA技术的系统，在上行链路需要每个移动站的接收SIR比保持在邻近值SIRtarget值，用于移动站的接收SIR比尤其依靠接收的信号的发射功率和路径损失，因此，为了补偿各自的路径损失，网络命令远的移动站以高于那些接近基站的功率发射。如果不考虑这个必要条件，这将引起“远近影响”问题，即，近的移动站发射太强，扰乱远的移动站的接收。为了避免这个问题，用于动态移动站的发射功率必需高于80dB数量级。在有高密度移动站的区域(例如车站乘客大厅或大型购物中心)中，为了减少无线频率再利用的空间周期，网络使用微小区或微微小区，因此每单位面积接受更多的移动站。从众多基站的观点来看，阻止移动站接近基站是困难的，因为基站的站点经常不允许它。尤其是，经常不可能放置基站的天线在天线杆的顶端，该天线杆是足够高的。因此，当移动站接近于基站不能够减少它们的发射功率时，“远近影响”问题变得临界，因为它们已经在它们的最小发射功率上。
本发明的一个目的是通过采用一种新的称为具有不连续扩频码的扩频调制的调制技术，使用CDMA技术减少在通信系统中“远近效应”现象，目标在于减少移动站的最小发射功率。
本发明的另一个目的是提出一种允许保持OVSF码的已知的优点的扩频调制，这是指-在广义上的正交性，和-实现分级解扩的可能性。
因此，本发明的主题是一种用于调制至少一个从发射机实体发射给至少一个接收机实体的码元方法，所述至少一个码元是从至少一个物理信道中得出的，所述方法包括-用于分配扩频码给每个所述的至少一个物理信道的步骤；-用于产生至少一个扩频码的步骤，所述至少一个扩频码是从一组具有可变扩频因子的正交扩频码中得到的，和-通过产生的考虑分配给物理信道的扩频码，用于乘每个所述至少一个物理信道的每个所述至少一个码元的步骤，其特征在于所述用于产生至少一个扩频码步骤由产生至少一个扩频码的步骤组成，该扩频码包括一串码片，其中至少一个码片有0值，每个具有0值的码片包含在这样产生的称作不连续扩频码的扩频码中，引起所述不连续扩频码分配给物理信道，接近于零的发送功率用于相应的发送信号。
具有0值的码片有助于减少由发射机实体发射的码元的平均发射功率，产生的码片序列进一步包括具有值-1或+1的码片。
按照一个特定的实施例，其中至少两个扩频码包含在可能按照所谓的树结构构成的扩频码表中，该方法包括用于选择分配在所述表中的扩频码步骤，所述分配的扩频码的选择按照至少一串数指定给物理信道来完成，所述选择的扩频码分配给该物理信道，和一个步骤用于改变所述至少两个扩频码在所述表中，所述序列改变步骤组成完成至少一个在所述表中所述至少两个扩频码的序列改变，每个所述至少一个序列改变按照一个称作序列改变周期的预定周期以伪随机方式完成。在至少一个序列改变之后，重复所述选择和分配步骤，在每个所述分配步骤之后，在考虑序列改变之前，所述产生步骤停止产生分配的扩频码，在考虑序列改变之后，产生分配的扩频码。
在由所述至少一个接收机实体发射的称作第一请求消息的请求消息的所述发射机实体接收之后，和去激励相应的由所述发射机实体的由所述至少一个接收机实体发射的称作第二请求消息的请求消息接收，该方法可以实现。
本发明的另一主题是一个装置，用于调制将从一个发射机实体发射到至少一个接收机实体的至少一个码元，所述至少一个码元从至少一个物理信道得出，所述装置包括-用于分配扩频码给每个所述至少一个物理信道的装置，-用于产生至少一个扩频码的装置，所述至少一个扩频码是从一组具有可变扩频因子的正交扩频码中取出的，和-用于将每个所述至少一个信道的每个所述至少一个码元乘以所产生的考虑分配给物理信道的扩频码的装置，其特征在于所述用于产生至少一个扩频码的装置产生至少一个扩频码，包括一串码片，其中至少一个码片有0值，因此产生包括在扩频码中每个具有0值的码片，因此称作不连续扩频码，用于所述不连续扩频码分配给物理信道，接近于零的发射功率用于相应的发射信号。
本发明的另一个主题是一个移动站，包含用于发射至少一个物理信道的装置，每个所述至少一个物理信道携带至少一个码元，和一个诸如上面提到的调制装置。
本发明的进一步的主题是一种方法，用于解调至少一个由接收机实体接收的码元，所述至少一个码元是从至少一个调制的物理信道中得出的，所述方法包括-用于分配解扩频码给每个所述至少一个调制的物理信道的步骤，所述解扩频码相应于用于调制被调制和发射的物理信道的扩频码；-用于产生至少一个解扩频码步骤，所述至少一个解扩频码是从一组具有可变解扩频因子的正交解扩频码中得出的，和-用于相关每个所述至少一个调制物理信道的每个所述至少一个码元步骤，所述相关步骤由考虑相关码元和产生的考虑分配给调制物理信道解扩频码组成，其特征在于所述用于产生至少一个解扩频码步骤，由产生至少一个包括一串其中至少一个码片有0值的解扩频码组成。
本发明的另一个主题是一个装置，用于解调至少一个由接收机实体接收的码元，所述至少一个码元是从至少一个调制物理信道中得出的，所述装置包括-用于分配解扩频码给每个所述至少一个调制的物理信道的装置，所述解扩频码相应于用于调制被调制的物理信道的扩频码，-用于产生至少一个解扩频码的装置，所述至少一个解扩频码是从一组具有可变解扩因子的正交解扩频码中得出的，和-用产生的考虑分配给调制的物理信道的解扩频码，用于相关每个所述调制的物理信道的每个所述至少一个码元的装置，其特征在于所述用于产生至少一个解扩码装置产生至少一个包括一串其中至少一个码片有0值的解扩频码。
最后，本发明也涉及一个基站，包括用于接收至少一个调制的物理信道的装置，每个所述至少一个调制物理信道携带至少一个码元，和一个如上面描述的解调装置。
在参考所附的附图阅读了下面的详细描述之后，将更好的理解本发明。
图6是连续和不连续的OVSF码的以四个为一组的部分树结构。
图7是连续和不连续的OVSF码的以四个为一组的部分树结构，表示码之间的正交关系。
图8是一个给定例子的举例说明图，两个参数SFdaaa和SFe作为扩频因子函数的变化。
图9是一个不连续OVSF码的二进制树的例子。
图10是一个图示出当无线链接比特率增加时分配的不连续码。
按照本发明，除了分为称作连续OVSF码的OVSF码之外，使用称作不连续OVSF码的OVSF码。因此，按照本发明用于扩频的这组OVSF码扩展为不连续OVSF码。今后，这组每个连续或不连续OVSF码称作扩展OVSF码。扩展OVSF码具有扩频因子SF=2N，由具有4N行和2N列的矩阵的行给出 不连续OVSF码是扩展OVSF码，包括至少—个零。按照公式(2)，对于扩频因子SF有SF2个扩展OVSF码包括SF连续OVSF码和(SF2-SF)个不连续OVSF码。对于一个给定的扩频因子SF，扩展OVSF码是从0到SF2-1计数的，扩展OVSF码具有扩频因子SF，数n表示为DSF,n。定义DSF,n=W0W1…WN-1(3)对于每个整数I具有从0到N-1和qi□{0,1,2,3}例如n=Σi=0N-1qi·4I:]]>-如果qi=0,Wi=[11],-如果qi=1,Wi=[1-1],-如果qi=2,Wi=[10],和-如果qi=3,Wi=
,不连续OVSF码因此是具有值+1、0或-1的码片的列表，不连续OVSF码的非零部分的数量称作这个码的有效扩频因子SEe，扩频因子SF和有效扩频因子的比值称作不连续因子SFd(=SFSFe)]]>。虽然不连续OVSF码有一个小于它的扩频因子的有效扩频因子，对于连续OVSF码，这两个因子是相等的。
不连续OVSF码的应用使减少平均发射功率成为可能。事实上，只有具有值+1或-1的码片影响平均发射功率，因此，具有相等峰值，以扩频因子SF和不连续的因子SFd用于不连续OVSF码的平均发射功率小于以相同的扩频因子发射的用于连续的OVSF码的平均发射功率，因此平均功率减少了 扩展OVSF码的广义正交性可定义如下。这是指DSF1,n1=W0W1…Wlog2(SF-1) -1和DSF2,n2=W′0W′1…W′log2(SF-1)-1两个扩展OVSF码各自具有扩频因子SF1和SF2和各自的数n1和n2。不用限制，假定SF1＞SF2，由此，如果存在至少一个指数n在{0,1,…,log2(SF2)-1}例如W′n和Wlog2[SF1SF2]]]>是正交的，在广义上DSF1,n1和DSF2,n2称作正交的。
按照本发明，扩频调制方法包括分配扩展扩频码给无线链接的每个物理信道，因此产生这些码，最后由已经分配给它的扩展的扩频码乘物理信道的每个码元。有利地，以这种方式分配步骤先于产生步骤只产生需要的扩频码，即，分配扩频码。在本发明的实施中，在由一个简明的诸如码的号码(SF,n)信息确定码设置之后，码产生器能够产生码。分配由此组成归结于给每个物理信道的码数，同时产生包括这个码的码片序列的乘积。
扩展OVSF码可以按照如图6示出的树结构分类。为了提高该图的可读性，码片+1、0和-1分别由“+”、“0”和“-”表示。在树结构中的每个节点N是各自具有四个子码的码，从上到下，相应于矩阵111-11001⊗N]]>的四行。在广义上来说，因此获得的树分类以这种相互正交的节点简单的方式不再允许看得见。当然，对于两个节点必需保持既不是原型也不是另一个的子节点用于它们正交，但是这个限制是不够的。
但是，广义上从这个树中存在的方法使判定是否两个节点是相互正交的成为可能。这个方法由图7举例说明。在这个图中表示的节点的树是和在图6中的一样的，除了事实节点的值不表示不为过载它。圆点的水平轴切开树的分枝，每个轴代表一个扩频因子SF，分解树为SF2个分支，因此，分别由垂直轴参考700、702和704代表扩频因子SF=2、4和8。树的分支由四个组来代表，每个组由从相同的节点出发的四个分支构成，第一个每个组的两分支分别相应于相互正交的因子[1 1]和[1 -1]，术语因子用在这里涉及克罗内克尔积。以相同的方式，最后的每个组的两分支分别相应于相互正交的因子[1 0]和
，因此，对于正交的两个节点A和B，需要至少一个轴700、702和704切开树的两条路从根部到两个节点A和B，在两个分支的级上相应于相互正交的因子，即，或者[1 1]和[1 -1]或者[1 0]和
。这个条件是必需的和足够的。
这个条件通过表示在图7中的编码的例子举例说明。由灰色框标记的四个节点，参考722、724、726和728在图7中表示。节点724和728是相互正交的，因为轴704分别切开它们的路，分别在分支级参考720和718相应于相互正交的因子[1 1]和[1 -1]。
以相同的方式，编码722正交于每个编码724、726和728，因为轴700切开相关于编码722的路，在分支的级参考708和相关于编码724、726和728的路，在分支的级参考712，这些分支分别相应于相互正交的因子[1 0]和
。
另一方面，码726和728不是相互正交的，事实上，切开它们各自的路的公用轴是轴700和702。轴700切开两条路，在相同的分支级参考712相应于因子
，它不正交于它自己。正如轴702，它分别切开这两个节点在分支的级参考714和716相应于因子[1 -1]和[1 0]，它们不是相互正交的。这个树使以简单的方式判定相互正交的连续或不连续OVSF码成为可能。
相应的解调方法包括分配每个调制的物理信道一个相应于用于调制的扩展的扩频码的解扩频码，产生所述扩展解扩频码，然后通过产生的扩展解扩频码，实现用于相关调制的物理信道的每个码元的步骤。
不连续OVSF码使实现分级解扩成为可能，如连续OVSF码，由于它们相应于短的基本码的克罗内克尔积，在这种情况下，因子[1 1]、[1 -1]、[1 0]和
。当物理信道的扩频因子变化时，这个分级解扩通常实现。在这个解扩时，被分配给解调的物理信道的解扩频码是从相关于具有可变扩频因子的所述调制物理信道表中选择的。这个表包括一个唯一的解扩频码用于每个所述可能的所述调制的物理信道的扩频因子。在这个表中，每个解扩频码是因子V称作第一因子与考虑表的所有的解扩频码的克罗内克尔积的结果，和因子U考虑指定给解扩频码，称作第二因子，因此分级解扩由执行下面步骤组成-用于产生第一因子V的步骤；-用于相关涉及以第一因子调制的所述物理信道的每个码元的至少一个时间段，以这种方式获得一列用于每个码元的中间码片，这个步骤称作第一相关步骤；-用于决定第二因子U的步骤，和-用于相关相应于以第二个因子U获得的中间码片的每个码元，这个步骤称作第二相关步骤。
如上面所表示的，这个分级解扩允许减少解调步骤的时间。
以不连续的OVSF码解扩的附加的优点在于简化实现以OVSF码解扩。事实上，在这种情况下，实现的每个扩频码元附加的数由图5的解扩装置的合成器506等于有效的扩频因子，但是，以前它是等于扩频因子。增加的数因此由SFd分割，由此至少是两个。这是由于事实，以基本的码[1 0]或
解扩实际上由两个和包括不增加抽取构成。
执行个解调方法的装置有利地放置在第三代通信系统的基站中。
通信系统的移动基站以已知的方式完成测量，然后发送这些测量的结果给网络。这个发送可以周期性地进行或由任何种类给定的事件引起，尤其是，移动站完成给定周期发射的信号发射功率测量。然后它发送一个称作发射功率信息的消息，该消息包括它的功率测量的结果。然后当移动站接近于它的最小发射功率时，网络检测。另外，按照本发明，当由移动站发射的功率P落在第一阈值P1之下时，网络发送移动站一个第一请求消息，要求它完成不连续扩频，这是指分配不连续扩频码给至少一个物理信道。这个请求也可用于分配不连续扩频码给无线链接所有的物理信道。反之，当由移动站发射的功率P超过第二阈值P2，这里P2高于P1，通过第二请求消息，网络请求移动站再次使用连续OVSF码或者至少连续OVSF码的大多数。
因此，根据网络的要求，移动站按照下面的一个模式发射-使用连续OVSF码的标准扩频模式，或-使用至少一个不连续OVSF码的不连续扩频模式。
阈值P1和P2的使用有利地允许避免在两个模式之间的“乒乓”，即，太频繁地改变模式，引起需要的信令信号的过载。
按照本发明的一个首选实施例，移动站使用不连续OVSF码，由公式(2)给出的矩阵的行定义的不连续OVSF码，它是由克罗内克尔积产生的具有2N行和2N列的矩阵的行向量H1H2H3(4)其中-H1是克罗内克尔积1001⊗…⊗1001]]>的结果，包括log2(SFdadd)因子1001]]>，-H2是克罗内克尔积111-1⊗…⊗111-1]]>的结果，包括log2(SFa)因子111-1]]>，和-H3是克罗内克尔积1001⊗…⊗1001]]>的结果，包括log2(SFdmi)因子1001]]>。
由公式(4)限定的这个行向量集合是由公式(2)限定的行向量集合的子集合。在这个公式中，SFdmin代表最小不连续因子，与SF(它依靠物理信道的速率)相反，不依靠物理信道的速率构成不连续扩频模式参数。SFa是物理信道的有效扩频因子，SFdadd由公式SFd=SFdadd·SFdmi定义，其中SFd是物理信道的不连续因子。此外，物理信道有最小和最大有效扩频因子，分别称作SFemin和SFemax，它们也是不连续扩频模式参数，因此，不连续扩频模式由三个参数SFdmi、SFemin和SFemax定义。
在不连续扩频模式中，最小扩频因子是SFmi=SFdmi·SFemin，因此，当扩频因子从SFmi=SFdmi·SFemin开始增加时，公式(4)的变量SFd、SFdadd和SFe可被限定为SF的函数且由下面的公式给出SFe=min{SFSFdmin,SFemax}]]>SFdadd=max{1,SFSFdmin·SFemax}]]>SFd=max{SFdmin,SFSFemax}]]>因此，在扩频因子SF是小于或等于SFdmi·SFemax的时候，那么SFd等于SFdmin,SFe等于SF/SFdmi。只要SF大于SFdmi·SFemax，那么SFd等于SF/SFemax,SFe等于SFemax。对于SFdmin=4、SFemin=2和SFemax=32，可变SFe、SFd和SFdadd的变化在图8上分别以对数刻度由曲线800、082和804举例说明。
公式(4)是具有两行和两列的矩阵的克罗内克尔积，因此当三个参数SFdmin、SFemin和SFemax固定时和当SF改变时，可能代表由公式(4)通过类似于传统的OVSF树的二进制树给出的不连续OVSF码，可能以相同的方式对其记数，因此，在由值SFdmin、SFemin和SFemax设置的不连续扩频模式中，具有数n和扩频因子SF的不连续OVSF码被表示为Dch,SF,n，同时0=n＜SF。为了不过载它，参数SFdmin、SFemin和SFemax不表示在码元中。这样的二进制树在图9中示出。在这个图中，SFdmin=4、SFemin=8和SFemax=32。这个树在图上参考900。
通过定义，Dch,1,0=[1]是建在树的根部的码，这是说用于SF=1。
参考904对于那些扩频因子是在间隔[1,SFdmin]中，每个码D有诸如子码[10]D用于上分支和
D用于下分支，即 参考906对于那些扩频因子是在间隔[SFdmin,SFdmin·SFemax]中，每个码D有诸如子码[1 1]D用于上分支和[1 -1]D用于下分支，即 最后，参考908对于那些扩频因子是在间隔[SFdmin·SFemax,256]中，每个码D有诸如子码
D用于上分支和[1 0]D用于下分支，即 注意到，最小扩频因子是SFdmin=SFdmin·SFemin，仅可用的码由间隔参考910表示。
二进制树900允许如在标准OVSF树中定义广义正交性，意思是两个码是正交的，当且仅当两者之一都不是另一个的父码或等于另一个。
通过限制由公式(4)给出的和由这样的树举例说明的码自身，获得下面的优点-每个扩频码元的传送能量的减少导致不连续OVSF码的利用总是至少1/SFdmin；-在树的根部(间隔904)的基本因子[1 0]和
的利用，保证在所有的SFdmin码片中有不超过一个非零码片。此外，从这些基本因子中得出的零码片是均一地分布的，因此在上行上扩频信号不会防碍其它的信号；-通过提取例如一个有效的扩频因子SFemin等于4，保证实现物理信道的均等的瑞克接收机的好的工作，这是在解扩的同时抑制码元间干扰；－乘积SFemax·SFdmin通常等于在上行上经授权的最大扩频因子，即256；但是，通过取SFemax·SFdmin＜256用于在上行上具有可变速率的信道，可能简化由不连续OVSF码解扩的而不是由分级OVSF码分级解扩的第二解扩。召回由不连续OVSF码的解扩，具有等于扩频因子，很少有增加去完成每个码元。
图10和图4相比，举例说明当合成信道速率逐渐增加时，在不连续扩频模式中用于专注的无线链路不连续OVSF码的利用。在这个例子中，假定SFdmin=4,SFemin=4,SFemax=32,DPCCH信道以恒定速率，使用码Dch,256,64参考1002。对于最低速率，有一个单独的DPDCH信道便用码Dch,256,256/SFdmin]]>，这是对于在图10中给出的例子码Dch,256,64参考1004。当速率增加时，DPDCH的扩频因子SF被分成两个第一时间，因此当速率增加时这个工作在log2(256SFdmin·SFemax)]]>大部分时间重复。在图10给出的例子中，这个分割完成一个单独的时间(log2(256SFdmin·SFemax)=1)]]>，因此如参考1006由箭头示出使用码Dch,128,32。
如果速率进一步增加，通过每次使用一个来自下面码的新码的I相位，增加DPDCH信道的数量{Dch,(SFdmin·SDemax),k·SFemax}k∈{1,2…,SFdmin-1}]]>在图10给出的例子中，可能的码是由参考1012在椭圆形中的点代表的三个码，即{Dch,128,k32}k∈{1,2,3,}这是{Dch,128,32,Dch,128,64,Dch,128,32为什么可能同时在相同的相位上使用几个码的理由是，任何一个码的非零码片永远不会和其它码的任何一个码的非零码片相一致。因此平均射频功率比的峰值没有降低，相反改善了。
当使用所有的这些码时，且速率进一步增加，因此这些码的每个扩频因子被分成两个在log2[SFemaxSFemin]]]>的大部分时间，因此对于一个给定的扩频因子SF，诸如SFSFdmin∈{SFemin,2·SFemin,…,SFemax}]]>，同时使用下一个SFdmin-1码{Dch,SF,(k/SFdmin)}k∈{1,2,…,SFdmin-1}]]>在图10中，扩频因子的减少同时由下面三个箭头参考1008A、1008B3和1008C组成。
当一个到达扩频因子SFmin=SFdmin·SFemin时，扩频因子不能再减少。如果速率进一步增加，那么任何码的已分配给它的Q相位未使用。如果对于所有的已分配的码，使用I和Q相位，那么还未分配的新码的I相位，使用下面的集合{Dch,(SFdmin·SFemin),n}n∈{SFemin,SFemin+1,…,SFdmin·SFemin-1}]]>在图10的例子中，这个集合包括12个码，其中的三个已经分配，参考1010由椭圆形点标记，即{Dch,16,n}n∈{4,5,…,15}即{Dch,16,4,Dch,16,5,Dch,16,6,Dch,16,Dch,16,8,Dch,16,9,Dch,16,10,Dch,16,11,Dch,16,12,Dch,16,13,Dch,16,14,Dch,16,15
当所有的这个集合的码被分配和它们的每个的I和Q相位被使用时，速率不能进一步增加。
通过以这种方式进行，对于标准扩频模式的每个速率，可以获得一个至少等于在不连续模式中的速率，此外，保持了已知的优点，平均射频功率比峰值减小了。
注意到，也可能同时跟着只有箭头1008A、1008B、1008C的两个，例如箭头1008A和1008C。在三个箭头顶端的码，当最小扩频因子SFmin达到和当合成信道的速率必需进一步增加时，在这种情况下，Dch,16,32在1008B的顶端，被用在I相位上。只有在进一步增加速率之后，使用{Dch,(SFdmin·SFemin),n}n∈{SFemin,SFemin+1,…,SFdmin·SFemin-1}]]>的其它部分，当已使用的码的两个相位被使用时，仅开始使用一个新码。通过以这种方式进行，在不连续模式中获得可能在标准模式中的所有的速率。
按照本发明的一个首选实施例中，分配给不同的物理信道的不连续扩频模式的不连续码的顺序由一个序列改变，该序列在每个按照不连续扩频模式工作的移动站中以特定的伪随机方式变化，具有改变的不连续OVSF码的扩频因此实现。
在没有这样的序列改变的情况下，一个不利的情形发生，如果两个移动站同时偶然地使用相同的不连续OVSF码和如果在相同的射频帧中它们的相同顺序模256的码片被同时接收用于重要的传播路径。这些移动站以一个更大的方式相互干扰，因为基站从它们每个中此时同时接收非零码片。相反，当来自两个基站的一个的零码片被同时从另一个接收具有非零码片时，一个有利的情形产生。在不连续模式中在每个基站中通过以特定的方式改变码，和通过以特定的方式改变这个用于每个移动站随时间的序列变化，这种情形的可能性经过长时间不减少，但是另一方面，它保证不利的情形或没有有利的情形不会持续。这个序列改变的另一个优点是，在缺少它的情况下，信号包络的变化将是周期性的和因此是一个来自集中在相应于包络的变化周期的频率上的电源传输电磁兼容性问题。这个问题可以通过随时间码的伪随机序列改变来解决。
一个序列改变步骤因此加到本发明的调制方法中。这个步骤包括执行至少一个在至少来自码表的两个扩频码之间序列改变，每个序列改变以伪随机方式按照称作序列改变周期的预定的周期实现。扩频码的表可能以二进制树构成，在这个实施例中，在序列改变之后，执行用于选择扩频码以在所述改变表中分配的步骤。这个分配的扩频码选择是以顺序号来实现的，这个顺序号相应于诸如扩频因子SF和在表中受限于具有扩频因子SF的码的位置号n，顺序号(SF,n)因此相应于没有序列改变中的码号。选择的扩频码因此分配给物理信道，在每个分配步骤之后，在考虑序列改变前，产生步骤停止产生分配的扩频码，在考虑序列改变之后，产生分配的扩频码。
因此，不连续OVSF码的序列改变必需是诸如每个不连续OVSF码由具有相同扩频因子不连续OVSF码代替，因此必需为每个扩频因子定义一个表示为σSF序列改变。这个序列改变的作用是对于每个n∈{0,1,…,SF-1由码Dch,SF,K代替码Dch,SF,n，其中K=σSF(n)。由于SF远远大于或等于SFmin=SFdmin·SFemin,对于每个SF∈{SFmin,2·SFmin,…,256，足以限定序列改变σSF。
此外，为了允许分级解扩，对于序列改变必需保存二进制树结构。换句话说，如果三个码A、B和C是这样的，B和C是A的子码，因此序列改变分别由码D、E和F代替码A、B和C，以便E和F是D的两个子码。如果序列改变核实下面的关系，在二进制树900中码之间的亲子关系因此保存 这里[X]表示小于或等于X的最大整数。
从公式(5)的结果中足以知道σ=σ256，所有的其它序列改变σSF都可以从下面的关系中推断∀n∈{0,1,…,SF-1}σSF(n)=[SF·σ(256·nSF)256]---(6)]]>总之，必需的序列改变σ256=σ和其它的序列改变σSF由公式(6)核实公式(5)从σ256推断。
典型地，每个T码片重复码的选择和它的分配，其中T是上行的最大扩频因子的倍数，即256。今后T作为选择周期涉及，一般地说，序列改变σ改变每个τ码片，其中τ等于T或它的除数(例如τ等于一个码片)。
下面作为一个例子给出一种方法，允许按照本发明产生一串序列改变{σSF,σ2SF,…,σ256}。
首先，产生序列改变σSFmin，例如考虑一个具有值在{0,1,…,SFmin-1中的伪随机可变r，这个可变的取一个新的伪随机值每个T码片。
序列改变σSFmin通过下面的公式限定∀n∈{0,1,…,SFmin-1}σSFmin(n)=(n+r)modSFmin---(7)]]>这里“a模b”表示a对b的欧几里得除法的余数。作为一个变量，σSFmin通过公式限定∀n∈{0,1,…,SFmin-1}σSFmin(n)=nxorr---(8)]]>这里“axorr”表示由模2增加a的每一位给b的每一位的操作有相同的加权。
其次，随机可变的log2(256SFmin)]]>今后由 表示，考虑诸如对于每个SF在{SFmin,2·SFmin,…,128,SSF可能是在{0,1,2,…,2SF-1中的值，以下面的方式σ2.SF因此对于每个SF在{SFmin,2·SFmin,…,128中限定作为σSF和SSF的函数 这里在上面的公式中bSF-1bSF-2…b1b0是SSF的二进制表示法，即SSF=Σn=0n=SF-1bn·2n]]>。
这些例子举例说明不连续OVSF码的二进制树900依据下面两种类型中的一个的基本序列改变成分可以改变-一个具有扩频因子SFmin的节点序列改变，每个节点的子树因此由同时作为节点的序列改变取代。
-对于任何一个大于或等于SFmin和绝对小于256的扩频因子SF，和对于在树中具有扩频因子的任何节点，序列改变由变换这个节点的两个子代和相应的子树组成。
按照本发明的另一个实施例，序列改变σSF的定义以下面的方法简化可变SSF有两个可能的值0或2SF-1，而不是包括在0和2SF-1之间可能的值2SF，因此一个二进制随机可变PSF其中值是在{0,1}中，可被限定为诸如SSF=PSF·(2SF-1)。如果P指定随机可变具有值在{0,1,…,128SFmin-1}]]>中，它的二进制表示是P128P64…pSFmin]]>，P等于p=Σn=log2(SFmin)n=7p2n·2nSFmin]]>序列改变σ因此如下限定∀n∈{0,1,…,256}σ(n)=SFmin·σSFmin(ndivSFmin)+((nmodSFmin)xorp)]]>这里“adivb”表示a对b的欧几里得除法的商。当序列改变σSFmin]]>是由公式(8)定义时，σ(n)等于n∈{0,1,…,255}σ(n)=nxor(r·SFmin+p)因此足以产生一个单独的具有值在{0,1,…,255}中相应于r·SFmin+P的随机可变U，因此n∈{0,1,…,255}σ(n)=nxoru序列改变的产生因此非常简单地通过一个随机数发生器和一个或非型逻辑门实现。
在某种情况下，可能有一个低于256码片的专用于每个物理信道的选择周期T，实际上，假定TA和TB是扩频因子用于两个物理信道A和B的选择周期。作为简化，周期TA和TB是以码片数表示的，这两个周期的持续时间少于或等于256个码片。如果序列改变σ改变每个τ码片，那么τ必定是TA和TB的除数，从序列改变σ中得出的扩频因子仅需分别改变用于物理信道A和B的每个TA和TB的码片。
用于扩频码的选择周期T应该是它的扩频因子SF的倍数，因此，实际上，DPCCH信道的扩频码的选择周期TC可以取等于256，同时DPDCH的TD等于SFmax，这里SFmax是由移动站使用考虑用于DPDCH类型的物理信道和考虑用于无线链接的最大扩频因子。
作为一个变量，用于DPDCH信道的选择周期TD可取等于目前的无线电帧的相应扩频码的扩频因子或其倍数，因此，当扩频因子SF从一个无线电帧改变到另一个时，通过取TD=SF，选择周期TD以相同的方式改变。但是，通过取非常数的周期TD，分级解扩变得不可能。
在条件σ(0)只改变每个TD=256码片，那么可能改变σ每个τ=TD码片。这个改变序列可以下面的方式建立。首先，σSFmin]]>被如此产生，σSFmin(0)]]>仅在每个TC=256码片改变和σSFmin(1),σSFmin(2),…σSFmin(SFmin-1)]]>在每个TD码片改变。这可以通过合成两个变化来进行第一个{0,1,…,SFmin-1}的ξ变化改变每个TD码片诸如ξ(0)=0,第二个{0,1,…,SFmin-1}的ξ变化改变每个TC=256码片，改变σSFmin]]>诸如∀n∈{0,1,…,SFmin-1}σSFmin(n)=ξ(ξ(n))]]>例如，变换可以从具有在{0,1,…,SFmin-2}中的值的随机可变V如下产生ξ(0)=0n∈{1,2,…,SFmin-1}ξ(n)=1+((n+V)mod(SFmin-1)其它的改变σSF可以通过改变随机可变的每个TD码片SSF而产生，和通过确认至少随机可变SSF重要的比特仅改变每个TD=256码片。
最后，注意到本发明的方法适用于在现有技术状态下使用扩频码在上行的每个信道，不仅仅是DPCCH和DPDCH信道。事实上，PRACH信道(物理随机访问信道)被分为类似于DPCCH信道的消息部分控制部分和类似于DPDCH信道的消息部分数据部分。在连续扩频模式中，消息部分控制部分没有必要使用码Cch,256,0，但是也可以使用具有n∈{0,16,32,48,80,96,112,128,144,160,176,192,208,224,240}的每个码。因此，在这种情况下，经常希望改变超过每个256码片不连续OVSF码用于PRACH信道，如果用于PRACH信道的消息部分数据部分的最大扩频因子系统地少于256，这是可能的，为了只改变消息控制部分码至多每个256码片，必需考虑这个差别。
此外，由于PRACH信道是公用信道，不连续OVSF码的应用因此不会是基于移动站的测量反馈和网络命令的无线电链路参数。在PRACH信道的情况下，按照本发明不连续扩频模式的应用是在移动站的起始时进行的，不是在从网络来的命令上进行的。移动站测量导频信道通过网络传播的接收的电平，从这个接收电平和由网络传播的阈值参数，移动站判定是否应该使用不连续扩频模式或标准扩频模式。另一方面，或者通过它们的扰频码或者通过它们的访问时隙数来区别存在的几个PRACH信道。
这些PRACH信道也分为两组，一组使用标准扩频模式，另一个使用不连续扩频模式。通过由网络传播的消息通知移动站在这两组中PRACH信道的区分，因此根据或者移动站判定以标准扩频模式或以不连续扩频模式在PRACH信道上发射，在第一或第二组中选择PRACH信道。
注意到在上述中，256是3GPP组的第三代系统的扩频因子的最大值，本发明可用于最大扩频因子不是256的系统。事实上，在上面的描述中，在系统中考虑由最大的扩频因子值代替值256是足够的。
最后，注意到在SFemax·SFdmin=56的情况下，在每个码片之间插入SFmin-1零码片之后，由具有扩频因子SF的不连续OVSF码进行的物理信道的扩频可以简单描述为由扩频因子SF/SFdmin的OVSF码进行的扩频，在不连续OVSF码的序列变化的情况下，插入的零码片数量是可变的，但有平均值SFmin-1。
权利要求
1．一种用于调制从发射机实体发射到至少一个接收机实体的至少一个码元方法，所述至少一个码元是从至少一个物理信道产生的，所述方法包括-用于分配扩频码给每个所述的至少一个物理信道的步骤；-用于产生至少一个扩频码的步骤，所述至少一个扩频码是从一组具有可变扩频因子的正交扩频码中得到的，和-通过产生的考虑分配给物理信道的扩频码，用于乘每个所述至少一个物理信道的每个所述至少一个码元的步骤，其特征在于所述用于产生至少一个扩频码的步骤由产生至少一个扩频码的步骤组成，该扩频码包括一串码片，其中至少一个码片有0值，每个具有0值的码片包含在这样产生的称作不连续扩频码中，引起所述不连续扩频码分配给物理信道，接近于零的发送功率用于相应的发射信号。
2．根据权利要求1的方法，其特征在于所述码片串进一步包括具有值-1或+1的码片。
3．根据权利要求1和2的任一个的方法，其特征在于所述用于分配扩频码给每个所述至少一个物理信道的步骤先于所述用于产生至少一个扩频码的步骤。
4．根据权利要求1至3的任一个的方法，其特征在于具有2N个码片的扩频码由具有4N行和2N列矩阵的行向量定义，该矩阵由克罗内克尔积HH…H产生，包括N个因子H,是克罗内克尔积运算符，这里H=111-11001]]>。
5．根据权利要求1至3的任一个的方法，其特征在于具有2N个码片的扩频码由具有4N行和2N列矩阵的行向量定义，该矩阵由克罗内克尔积H1H2H3产生，是克罗内克尔积运算符，这里-H1等于克罗内克尔积1001⊗…⊗1001]]>的结果，包括I个因子1001]]>-H2等于克罗内克尔积111-1⊗…⊗111-1]]>的结果，包括J个因子111-1;]]>-H3等于克罗内克尔积1001⊗…⊗1001]]>的结果，包括K个因子1001]]>；-N等于其结果是所述矩阵H1、H2、H3的乘积因子的各自的数I、J和K的和。
6．根据权利要求3至5的任一个的方法，其特征在于至少两个扩频码包含在按照所称的三个树结构可能构成的一列扩频码中，所述方法包括选择在所述列中分配扩频码步骤，所述分配的扩频码选择按照至少一个指定给物理信道的顺序号(SF,n)执行，所述选择的扩频码是分配给该物理信道的，和用于所述至少两个扩频码在所述列中序列改变的步骤，所述序列改变步骤包括执行至少一个所述至少两个扩频码在所述列中的序列改变，每个所述至少一个序列改变按照预定的称作序列改变周期(τ)的周期以伪随机方式执行，其中在至少一个序列改变之后，重复所述选择和分配步骤，其中在每个所述分配步骤之后，在考虑序列改变之前，所述产生步骤停止产生分配的扩频码，和在考虑序列改变之后产生分配的扩频码。
7．根据权利要求6的方法，其特征在于根据称作选择周期(T)的预定周期，重复所述选择和分配步骤，所述选择周期是若干所述序列改变周期(τ)，所述选择周期相应于很多(T)个在扩频码中代表最大数量的码片的码片。
8．根据权利要求6和7的任一个的方法，其特征在于在无线电帧周期时，对于每个所述至少一个分配扩频码的物理信道，每个码元(SF)的码片的数是常数，所述序列改变周期相应于码片数(τ)，在一个码元中它是最小数量码片的除数，所述最小数量是认为用于所有的所述至少一个物理信道的。
9．根据权利要求8的方法，其特征在于根据预定的称作选择周期(T)的预定周期，在所述无线电帧期间，相应于每个码元(SF)的若干所述多个码片，重复所述选择和分配步骤。
10．根据权利要求6到9的任一个的方法，扩频码的扩频因子相应于包括在这个扩频码中码片的数量，其特征在于所述序列改变步骤由在所述列中替换所述至少两个扩频码而组成，扩频码具有相同的扩频因子。
11．根据权利要求6到10的任一个的方法，其特征在于所述列是根据二进制树形结构构成的，所述序列改变步骤保持所述二进制树形结构。
12．根据权利要求1到11的任一个的方法，其特征在于在由所述发射机实体接收一个由所述至少一个接收机实体发送的称作第一请求消息的请求消息之后，在所述发射机实体中实现。
13．根据权利要求1到12的任一个的方法，其特征在于在由所述发射机实体接收一个由所述至少一个接收机实体发送的称作第二请求消息的请求消息之后，退出工作。
14．根据权利要求1到11的任一个的方法，其特征在于在启动所述发射机实体时实现。
15．根据权利要求1到13的任一个的方法，其特征在于所述发射机实体发射给所述至少一个接收机实体至少一个称作发射功率信息消息的消息，该消息、包括至少一个预定发射周期发射的相应信号发射功率的测量结果。
16．根据权利要求15的方法，其特征在于所述发射功率信息消息是随预定的称作信息周期的周期而发射的。
17．根据权利要求15和16的任一个的方法，其自身依靠权利要求12，其特征在于当所述发射的信号的发射功率的测量结果低于称作第一阈值的预定的阈值时，发射所述第一请求消息。
18．根据权利要求15到17的任一个的方法，其自身依靠权利要求13，其特征在于当所述发射的信号的发射功率的测量结果高于称作第二阈值的预定的阈值时，发射所述第二请求消息。
19．根据权利要求1到18的任一个的方法，其特征在于所述不连续扩频码用至少三个参数来限定，第一个参数SFdmin代表不连续扩频码的不连续因子的最小值，所述不连续因子相应于码片的总数和具有非零值的码片数的比值；第二个参数SFemin代表不连续扩频码的有效扩频因子的最小值，所述有效扩频因子相应于在不连续扩频码中具有非零值的码片数；第三个参数SFemax代表所述有效扩频因子的最大值。
20．用于调制至少一个从发射机实体发射给至少一个接收机实体的码元的装置，所述至少一个码元是从至少一个物理信道得出的，所述装置包括-用于分配扩频码给每个所述至少一个物理信道的装置；-用于产生至少一个扩频码的装置，所述至少一个扩频码是从一组具有可变扩频因子的正交扩频码中得出的，和-通过产生的考虑分配给物理信道的扩频码，用于乘每个所述至少一个物理信道的每个所述至少一个码元的装置，其特征在于所述用于产生至少一个扩频码的装置产生至少一个扩频码，该扩频码包括一串码片，其中至少一个码片有0值，因此产生包括在扩频码频谱中每个0值码片，称作不连续扩频码频谱产生用于物理信道，它分配所述不连续扩频码，接近于零的发射功率用于相应的发射信号。
21．一个移动站包括用于发射至少一个物理信道装置，每个所述至少一个物理信道携带至少一个码元，其特征在于它包括根据权利要求20的调制装置。
22．用于解调至少一个由接收机实体接收的码元的方法，所述至少一个码元是从至少一个调制物理信道得出的，所述方法包括-用于分配解扩频码给每个所述至少一个调制物理信道的步骤，所述解扩频码相应于用于调制被调制和发射的物理信道的扩频码；-用于产生至少一个解扩频码步骤，所述至少一个解扩频码是从一组具有可变解扩频因子的正交解扩频码中得出的，和-用于相关每个所述至少一个调制物理信道的每个所述至少一个码元步骤，所述相关步骤由考虑相关码元和产生的考虑分配给调制物理信道解扩频码组成，其特征在于所述用于产生至少一个解扩频码步骤由产生至少一个包括一串其中至少一个码片有0值的解扩频码组成。
23．根据权利要求22的方法，解扩频码的解扩因子相应于包括在这个解扩码中的码片数，所述至少一个调制的物理信道包括至少一个具有可变扩频因子的调制物理信道，调制物理信道的扩频因子相应于所述调制的物理信道的每个码元的码片数，分配解扩频码给每个所述至少一个具有可变扩频因子的调制的物理信道，该可变扩频因子是从分配给具有可变扩频因子的所述调制物理信道的列中选择出的，每个所述至少一个列包括一个唯一的解扩频码用于每个所述可能的扩频因子用于调制的物理信道，考虑分配列给该调制的物理信道，其特征在于每个所述至少一个表的每个解扩频码是考虑公用于所有的列的解扩频码的因子(V)克罗内克尔积的结果，称作第一因子，和考虑指定给称作第二因子的解扩频码因子(U)，所述方法包括用于每个所述至少一个表-用于产生所述第一因子(V)的步骤，-通过所述产生的第一因子，用于相关至少一个相对于所述至少一个物理信道的每个所述至少一个码元时间段步骤，称作第一相关步骤，因此获得一串用于每个所述至少一个码元的中间码片，每个中间码片产生所述相关，-用于确定所述第二因子的步骤，和-用于相关相应的获得具有所述第二因子的中间码片串给每个所述至少一个码元的步骤，称作第二相关步骤。
24．用于解调至少一个由接收实体接收的码元的装置，所述至少一个码元是从至少一个调制的物理信道得出的，所述装置包括-用于分配解扩频码给每个所述至少一个调制的物理信道的装置，所述解扩频码相应于用于调制被调制的物理信道的扩频码，-用于产生至少一个解扩频码的装置，所述至少一个解扩频码是从一组具有可变解扩因子的正交解扩频码中得出的，和-用产生的考虑分配给调制的物理信道的解扩频码，用于相关每个所述调制的物理信道的每个所述至少一个码元的装置，其特征在于所述用于产生至少一个解扩码装置产生至少一个包括一串其中至少一个码片有0值的解扩频码。
25．一个基站，包括用于接收至少一个调制的物理信道的装置，每个所述的至少一个调制的物理信道携带至少一个码元，其特征在于它包括一个根据权利要求24的解调装置。
全文摘要
具有不连续的扩频码的扩频调制方法、相应的解调方法、移动站和基站。本发明涉及一种使用不连续的扩频码的扩频调制,使用的扩频码是码片序列,其中至少一个码片有0值,这些码称作不连续的扩频码。在不连续的扩频码中的每个具有0值的码片产生接近于零的发送功率用于相应的发送信号。本发明尤其适合用于移动电话的第三代通信系统领域。
文档编号H04J13/00GK1321017SQ01117830
公开日2001年11月7日 申请日期2001年3月29日 优先权日2000年3月30日
发明者V·A·V·贝莱彻 申请人:欧洲三菱电讯有限公司