专利名称：移动通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种移动通信系统，其具有用于控制发射功率的发射功率控制电路，尤其是涉及一种适合于设置有直接扩散码分多址联接系统的车载电话或便携式电话。
使用码分多址联接方式的蜂窝式系统是设置为致使两个或多个移动电话通过一个频率的载波与一个基台连接。这种蜂窝系统需要基台设置有信道发射功率控制技术，以便自多个移动电话的信号功率相互间等同。这将在下面描述。例如，假设自一部移动电话接收的功率是自另一个移动电话接收的功率的10倍。前面的一部移动电话给出对另一部移动电话接收功率来说是10倍大的一信道干扰。换句话说，前面的移动电话带来的信道干扰对应于10倍通常的移动电话。在这里自一个移动电话接收的功率如自其它移动电话接收的10倍那样大，与基台从所有与其相连的移动电话的每部接收相同的功率相比，在同时与一基台联接的移动台的数目减去9。
使用码分多址联接系统(CDMA)的蜂窝系统需要控制发射功率，以便使基台能自所联接的各移动电话接收相同的功率。这种控制的缺陷不利地使作为系统容量的被联接的信道数量大大地减少。
在使用码分多址联接的北美标准系统中实现的对上行信道发射功率的控制将在由TIA出版的ITA/EIA/IS-95-A的第6和7章详细说明。移动电话发射功率是由一开环功率控制或一闭环功率控制来控制的。在开环功率控制中，移动电话测量在下行信道接收的功率，根据接收的功率和基台发射的功率间的差估算传播损耗，并基于该传播损耗确定该移动电话自身的发射功率。(由TIA出版的出版物TIA/EIA/IS-95-A的6.1.2.3.1的“估算的开环输出功率″和该文的6.1.2.4.1的″开环估算”)在这个开环功率控制中，下行信道具有与上行信道不同的频率，致使下行发送损耗不必与上行发送损耗一致。因此，仅有这个开环功率控制不能够精确地控制发射功率。
回到闭环功率控制，基台在1.25毫秒(ms)的一时隙单元测量接收的功率，并根据一基准值确定接收功率的大小。在随后的下行信息时隙中，在基台确定接收的功率大于基准值的情况下，基台给移动电话一指示，由移动电话发送的功率改变一1dB。在基台确定接收的功率小于基准值情况下，基台给移动电话一指示，由移电话发送的功率改变+1dB。与来自基台的有关发射功率变化的指示对应，移动电话在给出指示的那个时隙的下一个时隙改变发射功率。(参阅TIA出版的TIA/EIA/IS-95-A的6.1.2.4.2的闭环校正和该文的7.1.3.1.7的″功率控制子信息”)。
使用CDMA的北美标准系统支持可变比率的语音声码器(语音编码器)。也就是，在常规电信信道(TCH)，比特率是9600比特/秒，而在无语音发生的间隔(无语音间隔)，为减少产生的对另一信道的干扰，比特率由一半减少至1/8。具体地说，一个20毫秒的帧结构被分成16个时隙，每个时隙的长度是1.25毫秒。这些时隙中的一半至1/8的时隙是通过使用伪随机可变选择地发射的，而其它的时隙为实现可变比率发射而不被发射。基台根据前面的程序而不考虑当前时隙是否已进行发射来指示发射功率的变化，同时移动电话仅根据该实际发射的时隙的改变发射功率的指示改变发射功率。
前面的说明表明，如果发射损耗的变化，即，衰减或受屏作用是逐步地产生的，开环功率控制和闭环功率控制能够用于在±1dB的范围内控制自移动台至基台接收的功率。
如前面所述出版物所描述的(TIA出版的TIA/EIA/IS-95-A的6.1.3.1的“反相CDMA信道信号”)，上行信道是64ary正交调制和同步检测的。然后，产生的信号接受RAKE合成和天线分集合成。接收的功率是通过测量这些合成的功率获得的。
在具有如上所述CDMA的北美标准系统中使用的闭环控制系统，当基台测量在第N个时隙由移动电话发射的功率时，基台在第N+2时隙给移动电话改变发射功率的指示，然后移动电话在第N+3时隙改变发射功率。也就是，控制延长三个时隙。假设一个时隙是1.25毫秒，控制被延迟3.75毫秒。
在这种发射功率的控制中，如果传输路径的变动是远慢于3.75毫秒的控制延迟，即，1/267Hz，这个控制是有效的。如果这个变化是较快的，对发射功率的控制是无效的。尤其是，如果使用2GHz的高频，传输路径的变化可能将是较快的。这可能是无法控制的。
在使用CDMA的北美标准系统中，控制延迟(3时隙＝3.75毫秒)大于控制周期(1时隙＝1.25毫秒)。因此，当传输路径逐渐地变化时，振荡在4倍于控制周期的一周期发生(12时隙＝15毫秒)。此外，当传输路径很快的改变时，该控制是不能够跟上该很快的变化的。因此，功率控制不利地使其错误上升，并高于无任何发射功率控制。
还有，这种系统使用可变率服务。如上所述，如果执行间断的发射，缺点则更明显。随着被变稀的时隙数量的增加，控制间隔被延长，致使该控制不能跟上传输路径更快的变化。
如果对闭环功率控制跟随的衰减很快，交替和错误的校正是有效的。因而在使用CDMA的北美标准系统中，闭环功率控制交替和错误校正码的组合被用于在无论衰减多快的情况下保持恒定的接收质量。交替和错误校正码的组合在改善主信道的质量上是有效的，同时该组合不会导致避免由发射功率的控制错误产生的平均发射功率增加对其它信道产生的干扰的增加。
本发明的另一目的是提供一种控制发射功率的移动通信系统，其设计为抑制相对于快的衰减的发射功率控制错误和相对于很平坦衰减的振荡现象的增加，抑制相对于可变率间歇发射的发射功率控制错误的增加，减少主信道对其他信道的干扰，增加在一频带内同时使用的信道数，并增加作为系统容量的接纳用户数。
根据本发明的第一方面，移动通信系统包括一基台，其具有用于检测在常规间隔由同相分量和正交分量表示的载波信号点的装置，根据在前的发射功率控制值校正由检测装置测出的载波信号点幅度的装置，用于当下一个发射功率控制通过使用经校正装置校正幅度的载波信号点实现时，在某一时间点预测载波信号点的装置，用于将预测装置测出的载波信号点的电功率与预定的基准值比较的装置，基于比较装置产生的比较结果，用于在下一个发射功率控制实现的时间点产生发射功率控制值的装置，用于存储产生装置产生的发射功率的控制值和向校正装置提供前面发射功率控制值的一存储器，及用于传送发射功率控制值的装置；及多个移动装置；且多个移动装置是通过某一个频率的无线电波与基台连接，并且是根据来自基台发射的发射功率控制值加以控制，以保持基台接收的电信号功率相互是相等的。
本移动通信系统具有一载波信号点检测器，其用于检测由同相分量和正交分量表示的载波信号点，并基于前面功率控制值进行由检测器检测出的载波信号点幅度的校正，并通过预测单元的作用根据校正的幅度预测下一个功率控制的载波信号点。然后，预测载波信号点的功率与预定基准值比较。在比较结果的基础上产生下一个功率控制的功率控制值，然后发射到移动电话。通过此操作，每部移动电话可以控制发射功率，致使基台自移动电话接收到的所有功率是相互等同的。
根据本发明的第二方面，按照本发明第一方面的移动通信系统的特征在于用于检测载波信号点的装置被设置为根据检测在常规周期插入的引导码码元来检测载波信号点。
根据本发明的第三方面，按照本发明第一方面的移动通信系统的特征是，用于检测载波信号点的装置被设置为通过检测M值正交调制数据信号点，以检测载波信号点。M-ary正交调制是用于根据将被发射的信息选择相互正交的M码序列中的一个并发送选择出的码的系统。如果M是2m，则m比特信息可用一个码传送。这是在常规北美标准系统(TIAIS95)中采用的。
根据本发明的第四方面，按照本发明第一方面所述的移动通信系统的特征是，预测装置被设置为通过插入最后收到的两个载波信号点的幅度校正值从中得出预测值。
根据本发明的第五方面，按照本发明第一方面的移动通信系统的特征是，预测装置被设置为通过对最后接收的载波信号点幅度校正值进行最小平方线性预测从中得出预测值。
根据本发明的第六方面，按照本发明第一方面的移动通信系统的特征是，预测装置被设置为通过对最后接收的多个载波信号点的幅度校正值进行最小平方线性预测从中得到预测值。也就是，根据本发明第五方面的移动通信系统，执行一线性近似，该直线情况错误的均方根量最小，同时根据本发明第六方面的移动通信系统执行一最小平方根预测，其通常不导致线性近似。
根据本发明的第七方面，移动通信系统包括一基台，其具有用于检测在常规间隔由一路径的同相分量和正交分量组成的载波信号点的装置，为多路无线信号的每路准备的检测装置，用于根据前一个发射功率控制值校正由检测装置检测的载波信号点的幅度的装置，为每一路径准备并与检测装置对应的校正装置，用于当使用由校正装置校正了幅度的载波信号点来对发射功率进行下一个控制时来预测一载波信号点的位置，预测装置是与每个校正装置相对应设置的，用于合成由预测装置测出的载波信号点电功率的装置，用于将由合成装置合成的电功率与预定基准值比较的装置，用于根据比较装置给出的比较结果在执行下一个发射功率控制产生发射功率控制值的装置，用于存储由产生装置产生的发射功率控制值和向校正装置提供作为前面发射功率控制值的控制值的装置，及控制发射功率的一控制电路，该控制电路具有发送发射功率控制值的装置；及通过一个频率的无线电波与基台连接，并且根据来自基台的发射功率控制值受控，以保持由基台接收的电信号功率相互等同的多个移动装置。
根据本发明第七方面的移动通信系统涉及一种方法，该方法用于在直接扩散码分多址联接(DS-CDMA)系统中进行RAKE合成时控制发射功率。在移动通信中，无线电信号在如建筑物或山这类物体上被反射。也就是，无线电信号经过多条路径到达接收机。在使用直接扩散码分多址联接系统时，如果路径间延迟的时差大于扩散码的一个小段，路径可能会分离。因此，在使用直接扩散码分多址联接系统的情况中，RAKE合成(后面将说明)常被使用以增强每条路径的接收特性。这种移动通信系统提供有位于每条路径上的“载波信号点检测器”，“幅度校正器”，及“预测单元”。“合成器”之后，执行了RAKE合成。仅需要的是这些分量的一个组合。这与根据本发明的第一方面的移动通信系统类似。
根据本发明的第八方面，移动通信系统包括一基台，其具有一用于接收一无线波段信号并将该信号变换为复合基带信号的无线电波接收装置，用于在变换之后通过复制码分和多路传输的复合基带信号的扩散码取出一主信道信号的逆扩散装置，用于将逆扩散装置的输出分离成引导码元和数据码元的多路分用装置，用于进行在时间序列内自多路分用装置接收的相邻引导码元的同相相加的装置，为增加信/噪功率比，根据前面发射功率控制值校正同相相加的引导码码元的幅度的装置，用于当通过幅度被校正装置校正的引导码码元执行下一个发射功率控制时预测引导码码元的接收信号点的装置，用于将由预测装置预测收到的引导码码元的电功率与预定基准值比较的装置，用于根据比较装置的比较结果在执行下一个发射功率控制时产生发射功率控制值的装置，用于存储由产生装置产生的发射功率控制值和向校正装置提供作为前面发射功率控制值的控制值的存储装置，及用于控制发射功率的电路，该电路具有用于传送发射功率控制值的装置；和多个通过一个频率的无线电波与基台连接的多个移动装置，这些移动装置按照发射功率控制值受控，以保持由基台接收的电信号功率相互等同。
即，根据本发明第八方面的移动通信系统是本发明第二方面的另一根据本发明的第九方面，移动通信系统包括一基台，其具有用于接收一无线频带信号并将该信号变换为一复合基带信号的无线电波接收装置，用于在变换之后通过复制码分和多路传输的复合基带信号的扩散码取出一主信道信号的逆扩散装置，用于计算复合基带信号与每个M正交码(M是正整数)的相关值的正交调制装置，用于选择一个M相关值以使选择的相关值给出最大的电功率的装置，用于根据前面的发射功率控制值校正由选择装置选出的相关值的幅度的装置，用于当通过幅度校正的相关值执行下一个发射功率控制时预测信号点的装置，用于将预测信号点的幅度与一预定基准值比较的装置，用于根据比较装置给出的比较结果在执行下一个发射功率控制时产生一发射功率控制值的装置，用于存储由产生装置产生的发射功率控制值和向幅度校正装置提供作为前面的发射功率控制值的控制值的存储器，和用于控制发射功率的一电路，该电路具有传送发射功率控制值的装置；及多个通过一个频率的无线电波与基台连接的移动装置，它们是按照基台发射的发射功率控制值被控制，以保持由基台接收的电信号功率相互等同。
也就是，根据本发明第九方面的移动通信系统是本发明第三方面的另一实施例。
如前面指出的，根据本发明第一至第九方面的移动通信系统设有一载波信号点检测器，其用于在常规的间隔检测由同相分量和正交分量表示的载波信号点，并操作以根据前面发射功率控制值校正检测的载波信号点的幅度和通过预测单元的作用预测在下一个功率控制的载波信号点。然后，将在预测的载波信号点的功率与预定的基准值比较。根据比较结果，在下一功率控制点产生功率控制值并发送至移动电话。发射功率是通过使用预定值实现的，以致使发射功率的控制能够跟上较快衰减从而减少发射功率的控制错误。发射功率的较小控制错误减小了主移动电话对具有相同频率的其它信道的其它移动电话的影响，因而增强了该频率的利用效率。
根据本发明的第一至第九方面的移动通信系统被设置为校正发射功率的前面控制影响，用于防止相对于很平缓衰减的发射功率控制产生的振荡现象。此外这些移动通信系统使用此预测。因此如果控制间隔较长，则该控制可以跟上衰减。因此，相对于按照可变率间歇发射的发射功率控制错误的增长被有效地抑制。根据本发明第七方面的移动通信系统设有位于每一路径的“载波信号点检测器”、“幅度校正器”、及“预测单元”。因此，本发明可以应用于实行RAKE合成的接收机。
本发明的这个和其它的目的、特征和积极效果通过下面的附图和详细描述将变得很清楚明了。
图1是本发明实施例移动通信系统中基台的收发信机单元的方框图；图2是本发明实施例移动通信系统中的移动电话收发单元的一方框图；图3表示本发明实施例移动通信系统移动电话和基台间数据交换的说明图，及基台回路的操作时序；图4是表示本发明实施例在高斯平面上幅度校正和预测的说明图；图5是包括在本发明的第一个变化中的基台的接收单元方框图；图6是包括在本发明的第二个变化中的基台的接收单元的方框图。
图1给出了包括在本发明实施例的移动通信系统中基台的收发信部分。这个移动通信系统通过码分多址联接系统的作用完成基台和每个移动电话间传递数据。
基台的收发信部分100包括一天线101，与这个天线101连接的天线收发转换器102，典型地包含有一无线电发射器103的一发射部分104，及典型地包含有一无线电接收器105的接收部分106。
包括在接收部分106中的无线电接收器105完成将在一无线频带上接收的信号变换为一复合基带信号。该复合基带信号是由同相分量和一正交分量组成。该复合基带信号被施加至一逆扩散电路111。逆扩散电路111复制码分多路复合基带信号用于取出主信道信号。逆扩散电路111的输出被加至多路分用电路112。多路分用电路112完成将输入信号分离成一引导码元(PL)和数据。该引导码元被加至引导码元同相加法电路113。
引导码码元同相加法电路113是用于通过顺序接收的多个引导码码元的同相相加增加引导码码元的功率信噪比。引导码码元同相加法电路113的输出加至幅度校正电路114。幅度校正电路114被输入由存储器115读出的前一发射功率控制码元116，并根据前一发射功率的控制值校正引导码信号的幅度。发射功率控制码元是用于指示移动电话发送功率的增加或减小的码元。预测电路117进行在当时和前面幅度在高斯平面上被校正的引导码码元的外推或线性预测，用于预测在发射功率受控时时隙的引导码信号。在高斯平面上，同相分量是由一实数轴表示的，而正交分量是由一虚数轴表示的。
由预测电路117预测的引导码码元的幅度和幅度基准值118被加至比较电路119用于二者的相互比较。比较结果被加至在其中产生发送功率控制码元116的发射功率控制电路121。该码元116被存储在存储器115中。
另一方面，由多路分用电路112分离出的数据被加入一引导码码元内插和同步检测电路122。该电路122工作以内插位于时隙两端的同相相加的引导码码元，用于为同步检测得到一基准信号。该来自检测电路122的检测的信号加入一确定电路124用于确定该信号。然后，自确定电路124输出接收的数据125。
另一方面，发射部分104设置有输入发射数据131和发射功率控制码元116的多路传输电路(MUX)133。多路传输电路133进行这三个输入的时分多路传输，然后将其结果加至扩散电路135。该扩散电路135对该扩散码进行频谱扩散。扩散电路135的输出被加至无线发射部分103，在无线发射部分103中基带信号被变换为无线频带信号并被放大。产生的信号经天线收发转换器102被天线101发射。
比较电路119进行从预测电路117接收的信号功率与基准功率的比较。如在已有技术中如北美标准系统中使用的码分多址联接方式一样，接收的信号对功率(噪音功率和干扰功率的总和)的比率与预定的基准值比较。确定电路124能够根据信号的极性确定数据是“0”或“1”。为了增强通信质量，去交织和对于该确定的错误校正的组合(用于根据多值信号进行错误校正软确定(维特比)译码器)是能够做出的。
图2给出了根据这个实施例包括在移动通信系统中的移动电话的收发信部分。收发信部分200包括一天线201，与天线201连接的一天线收发转换器202，典型地包含一无线发射器203的发射部分204，及典型地包含一无线接收器205的接收部分206。
接收部分206的无线接收器205将在一无线频带接收的信号变换为复合基带信号。该复合基带信号是由同相分量和正交分量组成。这个复合基带信号被加至逆扩散电路211。逆扩散电路211逆扩散码分和多路传输的复合基带信号，用于取出主信道的信号。逆扩散电路211的输出被加至第一多路分用电路212。第一多路分用电路212工作以分离输入信号成为一引导码码元(PL)和数据。该引导码码元被加至一引导码码元同相加法电路213。
引导码码元同相加法电路213是用于根据在时间顺序上接收的引导码码元的同相相加增加引导码码元的信噪功率比的电路。
在另一方面，由第一多路分用电路212分离的数据被加至引导码码元内插和同步检测电路222。电路222在时隙的两端内插同相相加的引导码码元，用于为同步检测取出基准信号。从内插和同步检测电路222输出的检测到的信号被加到第二多路分用电路223，在其中检测到的信号被分离为一数据部分和一发射功率控制码元部分。该数据部分被加至一第一确定电路224，在其中它被确定。然后，电路224输出接收的数据225。发射功率控制码元被加至一第二确定电路226，在其中码元被确定。然后，电路226输出发射功率控制码元227。
发射部分204包括以发射的数据231和引导码码元232为输入的多路传输电路(MUX)。多路传输电路233进行时分多路传输这两个输入，然后将结果加入扩散电路235。扩散电路235对扩散码进行一频谱扩散。扩散电路235的输出被加至可调放大器236。可调放大器236根据第二确定电路226输出的发射功率控制码元227增加或减小发射功率。因而可调放大器236可以包括一可调衰减器。可调放大器236的输出被加至无线发射器203。无线发射器203将基带信号变换为无线频带信号并放大该无线频带信号。该放大的信号通过天线收发转换器202由天线201发射。
图3示出了在本实施例移动通信系统中移动电话与基台间如何传送数据和基台设置的电路的操作时序。为简化说明，图3给出了两个时隙的单一发射的情况，也就是，发射和接收数据在最大比特率的一半的情况。实际上，本实施例的移动通信系统能够在比最大比特率的一半低的比特率连接地发射和传递数据。这同样地可以用图的方式表示。
在由移动电话发射的各时隙的发射信号3011、3013、...，在基台的各时隙的接收信号3021、3023、...，及由基台发射的各时隙的发射信号3032、3034、...，注脚“1”、“2”、“3”、等代表时隙数。如自图3所看到的，信号301至303的各时隙格式为具有位于各时隙两端的引导码码元(PL)和位于引导码码元间的数据。采用的这个格式易于引导码码元内插同步检测。
规定发射功率控制延迟为2时隙，由基台的发射被转换为约为移动电话发射的一个时隙。在基台的第一时隙的接收信号3021通过多路分用电路112的作用被分成引导码码元和数据。位于时隙两端的引导码码元彼此同相相加。相加的结果在图3的第一时隙由“r0”和“r1”表示，如同第三时隙的“r2”和“r3”。关于第五或其后的时隙，尽管未画出，相加的结果类似地表示。
在码元频率远快于传输路径衰减频率的情况下，可认为在相邻近的引导码码元间基本上不存在载波相位和幅度的变化。因此，通过进行相邻引导码码元的同相相加，产生的引导码码元的信/噪功率比由相加的码元而得到改善。这些同相相加的引导码码元“r0、r1、r2、r3、...”可被看作用于在高斯平面上表示(同相分量和正交分量)在各引导码码元被接收时载波幅度和相位的信号。
在没有进行任何发射的功率控制和由移动电话发射的功率在各时隙是恒定的情况下，可以指出接收的引导码码元代表发射路径的变化。如果引导码码元间的间隔，即，时隙的长度可以被认为是远短于衰减频率，引导码码元的轨迹描绘一平坦的曲线。然而，具有码分多址联接系统的移动电话运作以控制发射功率。因此，接收的引导码码元的轨迹不能用一平滑曲线表示。
为了消除对移动电话发射功率控制的不利影响，从而仅表示发射路径的变化，本实施例的移动通信系统根据前面发射功率控制的历史运作以校正接收的引导码码元的幅度。比如，在图3所示的第三时隙，通过在当前时隙(在这里是第三时隙)使用引导信号“r0”和“r1”和在先于当前时隙两个时隙的时隙，即在第一时隙，使用引导信号“r2”和“r3”预测在第五时隙发射路径的变化。
如设定在当前时隙，即在第三时隙，由移动电话发射的功率比在先于它两个时隙的第一时隙移动电话发射的功率低1dB。在这个假设中，通过正确地改变在第三时隙接收的引导信号“r0”和“r1”为幅度被增加了1dB的“r0′”和“r1′”，能够消除与所有用于预测的引导码有关的发射功率控制的不利影响。幅度被校正的引导信号“r0′”和“r1′”和引导信号“r2”和“r3”是用于推断或线性预测在比第三时隙晚两个时隙的时隙，即第五时隙，在高斯平面上引导信号的点。通过比较预测功率值与基准值的比较，以减小差别至最小值的方式生成发射功率控制码元116。这个发射功率控制码元116在第三时隙的下一个时隙，即第四时隙，自基台发射至移动电话。移动电话根据由接收的发射功率控制码元给出的指示运作以增加或减小在第四时隙的下一个时隙，即第五时隙的发射功率。
图4是表示在本实施例中，在高斯平面上幅度校正和预测的说明图。在图4中，横坐标轴代表作为同相分量的分量I，纵坐标轴表示作为正交分量的分量Q。由长短线交替表示的圆环401表示用于发射功率控制的基准值。在第一时隙引导码码元(同相相加的码元)由“r1”和“r2”表示。在第三时隙的引导码码元由、“r3”和“r4”表示。发射功率是在第一和第三时隙之间被控制的。这个控制导致移动电话机发射功率的变化。因此，引导码码元的幅度“r2”和“r3”是不连续的。
在图4中，假定引导码码元“r1′”和“r2′”为幅度被校正的引导码码元“r1”和“r2”，由移动电话在第一时隙发射的功率与由移动电话在第三时隙发射的功率相等。通过校正幅度，可以消除由移动电话发射功率控制的反作用。图4的连续箭头所示引导码码元的轨迹为一平滑的曲线。“r5#”和“r6#”为在第五时隙通过使用引导码码元“r1′”、“r2′”、“r3”和“r4”来预测的引导码码元。这些引导码码元“r5#”和“r6#”大大超出了由圆圈401所表示的基准值。因此，通过进行控制以使移动电话在第五时隙的发射功率被降低。这种控制从而能够使得在第五时隙所实际接收到的引导码码元“r5”和“r6”接近圆401上用十字所表示的基准值。通过使用传统的码分多址联接系统对发射功率进行控制从而仅在第三时隙测量所接收到的电平，将测量值与基准值的幅度进行比较并根据比较结果来校正由移动电话发射的功率。假定将此传统的方法应用到图4所示的情况，引导码码元“r3”和“r4”大致与圆401上的点相一致，从而在第三时隙所接收到的电平也与基准值一致。因此，在第五时隙给出不改变发射功率的指示。其结果，在第五时隙所接收到的功率被变为用先导码码元“r5#”和“r6#”所表示的值，其大大的脱离了基准值。因此，在第五时隙所实际接收到的功率严重干扰了另一个信道。
另外，可使用不同的方法在下一时隙使用幅度被校正了的引导码码元来预测在下一时隙的引导码信号，本实施例的移动通讯系统使用下面提到的方法(1)但也可用方法(2)和(3)来代替。
(1)通过使用位于一时隙两端的引导码码元的线性外推法的预测方法。
(2)通过获得最新接收到的幅度是被校正的N引导码码元的最小均方误差的直线并外推该直线来预测的方法。
(3)通过使用最新接收到的幅度被校正了的N引导码码元进行线性预测的预测方法。此方法使用前面的短时引导码码元的最小均方误差。
此后，将对这些方法进行描述。为了简化描述，假设在常规的间隔获得同相相加的引导码码元。第n个引导码码元为“r(n)”而预测的值为“r(n#)”。“r(n)”和“r(n)#”为复数。因此，为了单独表示这些分量，在同相分量加上下标I而在正交分量上加上下标Q。也即，这些复数用如下方式表示r(n)＝rI(n)+j×rQ(n)r(n)#＝rI(n)#+j×rQ(n)#使用位于一时隙两端的引导码码元的线性外推，如本实施例的(1)所示的，可以很容易地进行预测。
r(n)#＝2×r(n-1)-r(n-2)描述将针对预测方法，该方法如在(2)中所示的，通过获得最新接收到的幅度被校正的N引导码码元的最小均方误差的直线并将直线外推来实现。此最小平方的误差的直线通过将下面的值降至最小的aI、bI、aQ、和bQ来获得。也即，对于同相分量(I分量)和正交分量(Q分量)，横坐标轴为时间而纵坐标轴为同相和正交分量。在此平面上，进行最小均方的线性近似。所获得的直线在时间点n有-aI(或-aQ)的梯度和bI(或bQ)值。
∑i＝1-N{rI(n-i)-(aI×i+bI)}2∑i＝1-N{rI(n-i)-(aI×i+bI)}2预测值可表示如下rI(n)#＝bI＝6/N(1-N)×∑i＝1-N{rI(n-i)×-(i-(2N+1)/3}rQ(n)#＝bQ＝6/N(1-N)×∑i＝1-N{rQ(n-i)×-(i-(2N+1)/3}如果N为“2”，这与本实施例的(1)中所示的外推法相一致。
然后，将针对线性预测方法进行描述，该方法使用最新接收到的幅度被校正的N引导码码元。在此方法中的预测值可以表示如下r(n)#＝-∑i＝1-N{ai×r(n-1)}其中“a1，a2，...aN”为线性预测系数并被用于降低最小均方误差的期望值。此期望值表示如下E[|r(n)-r(n)#|2]＝E[|Ei＝0-N{ai×r(n-i)}|]＝Ei＝0-N∑j＝0-nai*×aj×E[r(n-i)*×r(n-j)]其中“a0”为1而×*代表×的共轭值。
线性预测系数可仅仅通过解下面的N维齐次方程(普通方程)来获得。
Ei＝0-N{ai×E[r(n-j)*×r(n-i)]}＝0；j＝1-N由于短时发射路径被认为是稳定的，可用短时平均值来代替下面的期望值。
E[r(n-j)*×(n-i)]第一种变换图5示出了在本发明的第一种变换中提供的基台的接收部分。基台的发射部分的结构和移动电话与图1和图2中所示的前述实施例的结构相同。因此，这里不再阐述该结构。码分多址联接系统通过使用发射路径的多路特性从而可实现多路分集。接收部分501辅助接收器进行多路分集(所说的RAKE接收器)。
此接收部分501包含一个无线接收器503，其用于将无线频带接收到的信号502转换为一个复合的基带信号，该基带信号由一个同相分量和一个正交分量组成。复合基带信号被提供给一逆扩散电路505。为了抽取主信道的信号操作逆扩散电路505来将码分和多路复合基带信号逆扩散。逆扩散电路505的输出被提供到多路分用电路506。操作多路分用电路506来将输入信号分离为引导码码元(PL)部分和数据部分。引导码码元被输入到一引导码码元同相加法电路507。
引导码码元同相加法电路507运作以对在时间系列内接收到的引导码码元同相相加，用来增强引导码码元的信/噪功率比。引导码码元同相加法电路507的输出被提供到一幅度校正电路508。将从存贮器获得的前面的发射功率控制码元(TPC码元)511输入到幅度校正电路508，并根据前面的发射功率的控制值来操作校正引导码码元的幅度。
为了用于控制发射功率的时隙预测此导码信号预测电路512运作以在高斯平面上外推或线性预测引导码码元，该引导码码元的电流和前面的幅度被校正。
预测电路412的输出被施加到第一合成电路513。第一合成电路513工作以计算由多RAKE手指514所预测的引导码码元的功率之和，每个RAKE手指514包含逆扩散电路505、多路分用电路506、引导码码元同相加法电路507及预测电路512，上面对这些都进行了描述，下面将对引导码码元内插和同步检测电路521进行描述。将第一合成电路513的输出施加到一个比较电路515。比较电路515工作以对总和与基准值516进行比较。比较结果被输送到发射功率控制电路517，在其中产生发射功率控制码元518。码元518表示移动电话的发射功率的升高和降低。码元518被贮存在贮存器509中。
另一方面，被多路分用电路506所分离的数据被输入到引导码码元内插和同步检测电路521。操作此电路521以对通过位于时隙的两端的引导码码元的同相相加所获得的引导码码元进行插值，并将插值结果作为基准信号用于同步检测。从检测电路421输出的被检测的信号被施加到第二俣成电路522。第二合成电路522对来自全部RAKE手指514的被检测的信号执行分集合成。被合成的信号从第二合成电路被输送到确定电路523，用于检测已被合成的检测信号。然后，操作电路523以将接收到的数据525输出。
如果将本发明应用到在第一变换中使用的RAKE接收器，则每个RAKE手指执行与上面一样的程序。第二种变换图6示出了本发明的第二实施例中使用的基台的接收部分。在关于前述实施例和第一种变换的描述中已涉及到接收包含埋在每一时隙两端的引导码码元(PL)的信号。本发明的第二种变换是将本发明应用到北美标准系统(TIA IS95)，该系统具有前面提到的码分多址联接系统。在此北美标准系统中，在上行链路上移动电话到基台，信号是通过使用64或26活尔什码64-ary正交调制的，然后通过使用PN(伪噪声)码进行扩散。此北美标准系统并未在每一时隙加入引导码码元。因此，此系统不能根据预测建立引导码码元。然而，用6个比特作为一个码元的64-ary正交调制被用来提高作为一个码元的信/噪功率比。其意味着基于预测的数据码元是可行的。这里，关于本发明的第二种变换的描述涉及的信号长度为64。信号长度不必限于此数值。通常地，更大的值会产生更好的结果。
图6示所示的基台的接收部分60提供一无线接收器603，其用于将无线频带的接收信号602转换为一复合基带信号，该复合基带信号由一同相分量和一正交分量组成。将复合基带信号提供到逆扩散电路605。通过操作逆扩散电路605来对码分和多路复用基带信号进行逆扩散以便抽取一主信道的信号。将逆扩散电路605的输出施加到快速哈达马变换电路606。电路606工作通过64活尔什码导出相关值(64信号)。然后，通过选择电路607工作来选择具有最大功率的信号。
接着，根据发射功率控制码元611通过幅度校正电路608来对由选择电路607选择的相关值的幅度进行校正。码元611表示由贮存器609读出的前发射功率控制值。幅度校正电路608的输出被输入预测电路612。通过预测电路612来对相关值信号进行外推或线性预测，该相关值信号的电流和前幅度在高斯平面上已被校正，实际上，实数轴上的同相分量和虚数轴上的正交分量，并在发射功率被控制的时隙预测一个信号点。将被预测的信号点的幅度加到比较电路613，在该处幅度与标准值614进行比较。通过发射功率控制电路615来产生一发射功率控制码元616用来根据比较结果表示移动电话的发射功率的升高和降低。此码元616被存在贮存器609中。码元611被用在幅度校正电路608并被提供到一发射部分(未显示)，该码元通过它被发射到移动电话。
另一方面，快速哈达马变换电路606的输出也被输入到平方电路618。通过平方电路618来计算每个输入64相关值的功率。通过最大值检测电路619来检测所计算的功率的最大功率并提供一个最大功率的相关值的目录。最大值和目录被输入到一个确定电路621并在其中被确定。然后，通过电路621来输出所接收到的数据622。此确定电路621包含一个去交错电路和一软确定维特比译码器。将相关值的目录提供到选择电路607并在其中被用作选择。
第二种变换的移动通讯系统与前面所述的实施例和第一种变换不同，其区别在于对于最大幅度的相关值被用来代替同相相加引导码码元。但在幅度校正和预测方面与它们相同。该移动通讯系统可象第一种变换一样被应用到RAKE接收器。
在不脱离本发明的精神和范围的情况下可形成本发明的很多不同的实施例。必须明确本发明不仅限于在说明书所描述的具体实施例其由所附的权利要求来进行限定。
权利要求
1.一种在一直接扩散码分多址联接系统中进行通信的移动通信系统；包含一基台；及多个移动装置；其中所述基台包括用于接收一无线频带的信号并将所述信号变换为一复合基带信号的无线电波接收装置；一种在所述变换后通过复制所述复合基带信号码分和多路复用的扩散码来抽取一主信道信号的逆扩散装置；用于将所述逆扩散装置的输出分离为引导码码元和数据码元的多路分用装置；用于执行所述相邻的引导码码元的同相相加的装置，其中引导码码元是从所述多路分用装置在时间序列中接收到的，该装置用于加强信/噪功率比；用于根据前面发射功率控制值校正所述同相相加的引导码码元的幅度的装置；用于在通过由所述校正装置校正幅度的所述引导码码元来执行对发射功率的下一控制时，预测所述引导码码元的接收信号点的装置；用于将由所述预测装置预测的所述引导码码元的一接收到的电功率与一预先设定的基准值进行比较的装置；当根据由所述比较装置给出的比较结果，用于在执行对发射功率的下一控制时对发射功率产生所述控制值的装置；用于存储由所述产生装置产生的发射功率控制值并将作为所述前面发射功率控制值的所述控制值提供到所述校正装置的存储器；及用于控制所述发射功率的电路，所述电路具有发射所述发射功率控制值的装置；及其中所述的多个移动装置通过一频率的无线电波与所述基台相连，从而所述移动装置被控制并根据所述发射功率控制值来保持由所述基台接收的信号电功率彼此相同。
2.一种用于在一直接扩散码分多址联接系统和M-值的正交调幅系统中进行通信的移动通信系统；包括一基台；及多个移动装置；其特征在于其中所述基台包括用于接收无线频带的信号并将所述信号转换为复合基带信号的无线电波接收装置；通过在所述转换后复制所述复合基带信号码分和多路复用的扩散码来抽取一主信道的信号的逆扩散装置；用于用每个M正交码(M为一正整数)计算所述复合基带的相关值的正交调制装置；用于选择一个所述M相关值从而所述被选择的值产生一最大电功率的装置；根据前面发射功率控制值来校正由所述选择装置所选择的所述相关值幅度的装置；用于在通过所述幅度被校正的相关值来执行对发射功率的下一控制时预测信号点的装置；用于将所述被预测的信号点的幅度与一预先设定的基准值进行比较的装置；根据由所述比较装置产生的比较结果，用于在执行发射功率的所述下一控制时产生发射功率控制值的装置；用于存储由所述产生装置产生的发射功率控制值并将所述控制值作为所述前面发射功率控制值提供到所述幅度校正装置的贮存器；及用于控制所述发射功率的电路，所述电路具有用于发射所述发射功率控制值的装置；及其中所述的多个移动装置通过某一频率的无线电波与所述基台相连，从而所述移动装置被控制并根据由所述基台发射的发射功率控制值保持由所述基台所接收的所述信号电功率彼此相同。
3.在一直接扩散码分多址联接的方式下进行通信的移动通信系统中对发射功率进行控制的方法包含如下步骤接收一无线频带信号并将所述信号转换为一复合基带信号；在转换后通过复制复合基带信号码分的和多路复用的扩散码来抽取一主信道的信号；将所述被抽取的信号分离为引导码码元和数据码元；对连续输入的相邻引导码码元进行同相相加以提高信/噪功率比；根据前面发射功率控制值来校正所述的同相相加的引导码码元的幅度；在通过使用所述被校正的引导码码元对发射功率进行下一控制时预测所述引导码码元的接收信号点；将所述引导码码元的所述被预测的接收电功率与一预先设定的基准值进行比较；根据所述比较结果，当对发射功率执行下一控制时，产生发射功率控制值；将所述产生的发射功率控制值作为前面所述发射功率控制值存储；及将所述发射功率控制值发射到某一频率通过无线电波相连的多个移动装置并根据所述发射功率控制值控制发射功率以使由基台接收到的所述发射功率彼此相等。
4.用于以直接扩散码分多址联接方式和M-值的正交调制的方式进行通信的移动通信系统中对发射功率进行控制的方法，包含的步骤如下接收一无线频带信号并将所述信号转换为一复合基带信号；在转换后通过反向地扩散所述码分的和多路复用的复合基带信号来抽取一主信道的信号；在所述复合基带信号和每一M(M为一正整数)正交码之间计算一相关值；为从M相关值获得一最大电功率选择一个值；根据前面发射功率控制值，校正所述被选择的相关值的幅度；在通过使用所述校正的幅度相关值信号执行下一发射功率控制时预测信号点；将所述预测的信号点的幅度与一预先设定的基准值进行比较；根据所述比较结果，当对发射功率进行控制时产生发射功率控制值；将所述产生的发射功率控制值作为所述的前面发射功率控制值进行存储；及将所述发射功率控制值发射到在某一频率通过无线电波相连的多个移动装置并根据所述发射功率控制值控制所述发射功率使得由基台接收的所述发射功率彼此相等。
全文摘要
一种码分多址联接方式的移动通信系统，为降低信道间的干扰，其降低了上行发射功率的控制错误。基台接收部分有一引导码码符同相加法电路，用于检测载波信号点。幅度校正电路从存储器取出前发射功率控制值以校正载波信号点。在该载波信号点进行下一功率控制时预测电路预测载波信号点。比较电路使该载波信号点与基准信号比较。发射功率控制电路产生发给移动装置的下一发射功率控制值，并将其存于存储器。移动装置按控制值发射功率。
文档编号H04B7/26GK1447548SQ02141388
公开日2003年10月8日 申请日期2002年7月9日 优先权日1996年5月30日
发明者佐藤俊文 申请人:日本电气株式会社