专利名称：一种控制峰值功率的发射机和接收机的制作方法
技术领域：
本发明属于正交频率复用调制(OFDM)通信技术领域，特别是涉及OFDM系统中的发射机和接收机。
背景技术：
正交频率复用调制(OFDM)是近年来发展迅速的一种多址方式，并已经在无线局域网、数字音频广播和数字视频广播系统中得到了应用。
一般定义信号的峰值功率与信号的平均功率之比为峰值-平均功率比(PAPR)。
《电子快报》(Electronics Letters，vol.32，No.21，pp.1963-1964，Oct.1996)介绍了一种控制峰值-平均功率比(PAPR)的方法。该方法是在发射机的逆傅立叶变换(IFFT)前将发射的信号与一组系数相乘，每组系数对频域上的数据进行不同类型的相移；各组相移的结果分别经IFFT变换到时域，然后从这些不同的时域信号中抽取出峰值最小的一组作为最终的发送信号；同时，产生最终发送信号的一组系数的信息通过信令信道传给接收机，接收机从信令信道得知发射机使用的一组系数以后，将接收到的信号与这一组系数的共轭相乘，从而恢复出原始数据。
这种方法的缺点在于由于发射机需要比较信号与多组系数相乘的结果经过IFFT后的峰值，需要做多个IFFT以后才能得到最终的结果，这就需要做多个附加的IFFT，而IFFT本身是需要大量的计算的，这样就大大增加了发射机的计算复杂度；另外，发射机选择哪一组系数，需要通过信令信道通知接收机，而这样的信令传输既占用了信道，又易于受到信道干扰的影响，从而导致接收机无法正确恢复出原始数据。
《国际电子与电气工程师协会广播学报》(IEEE Trans.Broadcasting，vol.48，No.3，pp.223-229，Sept.2002)介绍了一种OFDM系统中对多径信道的信道估计和相干解调的方法，是在频域上以一定间隔插入导频符号，在接收端，通过在这些导频载波上检测到的信道状况进行内插，就可以得到信道在每个载波上形成的衰落因子，进而可以在相干解调中除去多径信道对发送信号造成的影响。这种方法以前未见用于控制OFDM系统中发射信号峰值功率的控制，在本发明中，它将被用于在接收机中控制发射信号峰值功率时带来的附加的影响。
技术内容本发明提供一种控制峰值功率的发射机和接收机，既能减少控制峰值功率所需要的计算量，又能够在不需要传输附加信息的前提下，从接收信号中完全恢复出原始数据。本发明的控制峰值功率的发射机，将输入数据信号1经过IFFT变换模块2得到时域信号3；在循环前缀添加模块12中，时域信号11的末尾一段被原样添加到时域信号11的前面形成带循环前缀的输出信号13；其特征在于在循环前缀添加模块4中，将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5；将信号5分别通过一组全通滤波器6中的各个全通滤波器，分别得到一组不同的时域输出信号7；在循环前缀去除模块8中，将滤波结果7开始部分与循环前缀长度相等的一段去掉，然后抽出与信号3采样个数相等的一段作为滤波器输出的结果信号9；选择发送模块10分别统计各个滤波器输出的结果信号9的峰值功率，将峰值功率最小的一个信号作为选择的结果信号11；每个全通滤波器都是由一系列的滤波器子单元14级联形成的；每个滤波器子单元的输入信号15与反馈信号16相加得到信号17，信号17经过一个时钟周期的延时模块18得到延时信号19，延时信号19与滤波器子单元系数20相乘得到反馈信号16；另一方面，信号17与滤波器子单元系数21相乘的结果22与时延信号19相加，得出滤波器子单元的输出信号23；所述滤波器子单元系数20和滤波器子单元系数21构成全通滤波器的系数，满足互为共轭的关系；发射机将最终发射信号所通过的时域全通滤波器的信息通过信令23传给接收机。
所述时域信号11的末尾一段被原样添加到时域信号11的前面形成带循环前缀的输出信号13是指对时域全通滤波器6的时域冲激响应截取一段来近似真正的时域冲激响应，选择这里添加的循环前缀的长度大于截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度。
所述将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5是指取这里添加的循环前缀的长度大于多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和。
本发明的发射机也可以在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号，这是指取多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和占OFDM符号的长度的比例，在输入数据信号1上均匀插入已知的导频符号，使得导频符号所占的载波数与总的载波数的比例大于前述两个长度之和占OFDM符号的长度的比例。
与本发明的上述控制峰值功率的发射机相应的接收机，由FFT模块25将输入信号24变换为频域信号26，其特征在于在全通滤波器相移恢复模块27中从信令23恢复出发射机的全通滤波器对频域信号26造成相移的共轭信号28，在乘法模块29中，频域信号26与相移的共轭信号28对应相乘得到信号30，然后进行解调、解码等后续处理。
相应于所述的发射机采用在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号时，则在本接收机中，接收信号31先在FFT模块25中变换到频域信号32，在模块33中，信号32中的导频符号所在载波上的信道冲激响应被检测出来，然后进行内插得到每一个载波上的信道冲激响应的共轭信号34；在模块35中，信号32与信号34对应相乘，得到信号36，然后进行解调、解码等后续处理。
现有技术是在发射机的逆傅立叶变换(IFFT)前将发射的信号与一组系数相乘，每组系数对频域上的数据进行不同类型的相移。各组相移的结果分别经IFFT变换到时域，然后从这些不同的时域信号中抽取出峰值最小的一组作为最终的发送信号。在本发明中，是通过直接对已经变换到时域上的信号3进行滤波来对信号的不同频率分量进行不同的相位扰动从而得到具有不同峰值特性的信号9以供选择发送的。这样就不需要使用多个IFFT变换模块2。另一方面，通过对滤波器组6中各个滤波器的零极点的选择，使得各个滤波器6的相位频率特性各不相同，呈伪随机化，从而仍然可以达到对输入信号的各个不同频率分量进行不同相位扰动的目的，来得到一组具有不同峰值功率分布的备选信号9。从而，本发明将原来的多个IFFT变换模块2需要的计算复杂度转换成了时域上的滤波器需要的计算复杂度。通过设计滤波器单元14的零极点位置，使得每个滤波器子单元中乘法的系数为形如1/2、3/4、5/8等，对应的乘法可以转化为1-2个加法来实现。所以，在设计合理的情况下，本发明中可以不需要复杂的复数乘法器，只需要复数加法器就可以实现。另外，由于系数20和系数21互为共轭数，所以与系数20相乘的运算在与系数21相乘的计算中可以重复使用。这些因素共同作用，使得本发明所需要的计算量大大小于现有技术。
一般的全通滤波器都具有无限长的时域冲激响应，但本发明采用了有限长的滤波器来进行近似，所以，最终发射信号9可以看成是发射信号3通过了一个有限冲激响应的滤波器的结果。在采用的全通滤波器的零极点个数不是太多的情况下，对接收机来说，这个有限冲激响应的滤波器可以看成是多径信道的一个组成部分，从而在接收机中可以用前述对多径信道的信道估计和相干解调的方法来消除发射机中全通滤波器的影响。从而，本发明不需要任何额外发送给接收机信息就可以让接收机正确恢复出没有经过全通滤波器处理的正确数据。
本发明采用时域全通滤波器组来对已经变换到时域上的OFDM信号的不同载波上的信号进行不同的相位扰动，得到一组峰值不同的时域信号，从中选择峰值功率最小的一个发射出去，而全通滤波器的特性保持了各载波上的信号幅度不变，从而不会对信号造成衰减。这种方法将多个IFFT变换的复杂度转换为时域上的全通滤波器的复杂度，时域的全通滤波器可以用级联的方式简单地实现，当选择系数为2的整数次幂的组合时实现尤其简单，所以，全通滤波器组可以很容易地实现。由于时域全通滤波器的冲激响应可以用有限长响应滤波器来近似，所以发射机的时域滤波器对发射信号造成的相位扰动可以看成是多径信道的一个组成部分。从而可以在发射机的频域信号中插入一定数量的导频符号，接收机可以利用这些导频符号估计出对应载波上的信道冲激响应，然后进行内插恢复出信道在所有载波上的信道冲激响应，从而可以消除发射机对发射信号造成的相位扰动，恢复出原来的信号。这样，本发明不需要专门的信令将发射机控制峰值功率的信息发给接收机。
附图1为本发明控制峰值功率的发射机的结构原理示意图；附图2为一个时域全通滤波器的子单元的结构示意图；附图3为对应于发射机将最终发射信号所通过的时域全通滤波器的信息通过信令23传给接收机时的控制峰值功率的接收机的结构原理示意图；附图4为对应于发射机在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号时的控制峰值功率的接收机的结构原理示意图；
附图5为在不同门限下发射信号功率超出门限的概率分布图。
具体实施例方式以下结合
本发明的实施例。
实施例1假定载波数为256的一个控制峰值功率的发射机和接收机。
本发明实施例的控制峰值功率的发射机，将输入数据信号1经过IFFT变换模块2得到时域信号3；在循环前缀添加模块12中，时域信号11的末尾一段被原样添加到时域信号11的前面形成带循环前缀的输出信号13；在循环前缀添加模块4中，将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5；将信号5分别通过一组全通滤波器6中的各个全通滤波器，分别得到一组不同的时域输出信号7；在循环前缀去除模块8中，将滤波结果7开始部分与循环前缀长度相等的一段去掉，然后抽出与信号3采样个数相等的一段作为滤波器输出的结果信号9；选择发送模块10分别统计各个滤波器输出的结果信号9的峰值功率，将峰值功率最小的一个信号作为选择的结果信号11；每个全通滤波器都是由一系列的滤波器子单元14级联形成的；每个滤波器子单元的输入信号15与反馈信号16相加得到信号17，信号17经过一个时钟周期的延时模块18得到延时信号19，延时信号19与滤波器子单元系数20相乘得到反馈信号16；另一方面，信号17与滤波器子单元系数21相乘的结果22与时延信号19相加，得出滤波器子单元的输出信号23；所述滤波器子单元系数20和滤波器子单元系数21构成全通滤波器的系数，满足互为共轭的关系；发射机将最终发射信号所通过的时域全通滤波器的信息通过信令23传给接收机。
所述的时域信号11的末尾一段被原样添加到时域信号11的前面形成带循环前缀的输出信号13是指对时域全通滤波器6的时域冲激响应截取一段来近似真正的时域冲激响应，选择这里添加的循环前缀的长度大于截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度。
所述的将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5是指取这里添加的循环前缀的长度大于多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和。
本发明的发射机也可以采取在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号取多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和占OFDM符号的长度的比例，在输入数据信号1上均匀插入已知的导频符号，使得导频符号所占的载波数与总的载波数的比例大于前述两个长度之和占OFDM符号的长度的比例。
本实施例对应于上述控制峰值功率的发射机的控制峰值功率的接收机，由FFT模块25将接收信号31变换为频域信号32，在模块33中，信号32中的导频符号所在载波上的信道冲激响应被检测出来，然后进行内插得到每一个载波上的信道冲激响应的共轭信号34；在模块35中，信号32与信号34对应相乘，得到信号36，然后进行解调、解码等后续处理。
在这个控制峰值功率的发射机中，在频域上的256点的信号1中每4个数据有一个已知的导频符号，模块2为256点的IFFT变换，将信号1变换为256点的时域信号3，在循环前缀添加模块4中，信号3的末尾32个采样被添加到信号3的前面形成一个带循环前缀的288点长的序列5。序列5被送入一组全通滤波器6中，得到对应的输出序列7，在循环前缀去除模块8中，从输出序列7中的第33个采样开始，取出连续的256个采样作为信号8。选择模块9统计各个滤波器支路的输出信号8的峰值功率，然后选出具有最小的峰值功率的一路信号8作为选择的结果信号11。在循环前缀添加模块12中，将信号11的前面64个采样复制到最后形成一个320点的OFDM符号最终发射出去。
每一个全通滤波器6都是由4个一阶单零点单极点的全通滤波器单元14级联而成的。在每个全通滤波器单元14中，输入信号15与反馈信号16相加得到信号17，信号17经过延时为一个时钟周期的时延单元18得到经过延时的信号19。经过延时的信号19与系数20相乘得到反馈信号16。同时，信号17与系数21相乘得到信号22，信号22与经过延时的信号19相加得到输出信号23。
作为一阶单零点单极点全通滤波器单元14的系数，系数20和系数21互为共轭复数，设系数20为-r*，系数21为-r，其中r为对应全通滤波器单元的零点在复平面上的位置。
这里取四个不同的全通滤波器，它们的零点位置分别为0，0，0，0；0.875，0.75+0.5j，-0.25+0.875j，-0.75-0.5j；-0.375+0.75j，-0.75+0.375j，-0.125-0.875j，0.75-0.375j；-0.375-0.75j，0.125-0.875j，0.375+0.75j，-0.625+0.625j。第一个全通滤波器即对应于信号的原样输出。选择模块9从四个全通滤波器的输出中选择峰值功率最小的一个输出。
计算一个256点长、精度为8比特的IFFT需要76*256＝19456个复数加法，另一方面，本发明只需要22.67*256＝5804个复数加法，约为IFFT计算量的1/3。如果使用精度为10比特的IFFT，本发明只需要约1/4的计算量。
为了在选择模块10中计算峰值功率时得到更接近于最终经过成形滤波后连续波形的峰值功率的值，采用的是两倍的过采样率，也就是在频域上的原始输入数据的末尾加上同样长度的零序列形成输入信号1，然后送入IFFT模块2开始进行后续的处理。
本发明的接收机首先将256点的接收信号31在IFFT模块25变换为频域信号32。在模块33中，信号32中导频符号所在载波上的信号被抽取出来与对应导频符号的共轭相乘得到信道在这些载波上的频域冲激响应，然后对这些载波上的频域冲激响应进行内插，得到每个载波上对应的频域冲激响应，将这些频域冲激响应取共轭得到信号34，在模块35中，每个载波上的冲激响应的共轭与信号32中对应载波上的信号相乘，得到消除了信道和发射机时域全通滤波器组的影响的信号36，并进行后续的处理。
本实施例的性能如附图5所示。图中横坐标为不同门限x02对平均功率σx2归一化后的dB值，纵坐标为输出结果波形序列中功率超出门限x02的采样比例。图中曲线A为没有经过选择发送的原始序列的性能，曲线B为从两个滤波器的输出结果中选择输出的具有最小峰值功率的序列的性能，曲线C对应于从四个全通滤波器的输出结果中选择输出的具有最小峰值功率的序列的性能。从结果中可以看到，当超出门限的概率设定为10-6的时候，如果从两个滤波器选择输出，可以把对应的门限从11.5dB降到10.5dB，如果从四个滤波器中选择输出，可以把门限降到9.5dB。这表明，本发明可以显著地降低输出序列中出现比较大的峰值功率的概率。
权利要求
1.一种控制峰值功率的发射机，将输入数据信号1经过逆傅立叶变换(IFFT变换)模块2得到时域信号3；在循环前缀添加模块12中，时域信号11的末尾一段被原样添加到时域信号11的前面形成带循环前缀的输出信号13；其特征在于在循环前缀添加模块4中，将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5；将信号5分别通过一组全通滤波器6中的各个全通滤波器，分别得到一组不同的时域输出信号7，在循环前缀去除模块8中，将滤波结果7开始部分与循环前缀长度相等的一段去掉，然后抽出与信号3采样个数相等的一段作为滤波器输出的结果信号9；选择发送模块10分别统计各个滤波器输出的结果信号9的峰值功率，将峰值功率最小的一个信号作为选择的结果信号11；每个全通滤波器都是由一系列的滤波器子单元14级联形成的；每个滤波器子单元的输入信号15与反馈信号16相加得到信号17，信号17经过一个时钟周期的延时模块18得到延时信号19，延时信号19与滤波器子单元系数20相乘得到反馈信号16；另一方面，信号17与滤波器子单元系数21相乘的结果22与时延信号19相加，得出滤波器子单元的输出信号23；所述滤波器子单元系数20和滤波器子单元系数21构成全通滤波器的系数，满足互为共轭的关系；发射机将最终发射信号所通过的时域全通滤波器的信息通过信令23传给接收机。
2.如权利要求1所述控制峰值功率的发射机，其特征在于所述将信号3的末尾一段原样添加到信号3的前面，形成带循环前缀的信号5是指取这里添加的循环前缀的长度大于多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和。
3.如权利要求1所述控制峰值功率的发射机，其特征在于该发射机也可以在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号，这是指取多径时延的最大时延和截取出来的时域全通滤波器6冲激响应的长度之和占正交频率复用调制(OFDM)符号的长度的比例，在输入数据信号1上均匀插入已知的导频符号，使得导频符号所占的载波数与总的载波数的比例大于前述两个长度之和占OFDM符号的长度的比例。
4.一种控制峰值功率的接收机，包括由FFT模块25将输入信号24变换为频域信号26，其特征在于在全通滤波器相移恢复模块27中从信令23恢复出发射机的全通滤波器对频域信号26造成相移的共轭信号28，在乘法模块29中，频域信号26与相移的共轭信号28对应相乘得到信号30，然后进行解调、解码等后续处理。
5.如权利要求5所述控制峰值功率的接收机，其特征在于对应于发射机采取在输入数据信号1中以一定间隔均匀插入已知的导频符号时，则在接收机中，接收信号31先在FFT模块25中变换到频域信号32，在模块33中，信号32中的导频符号所在载波上的信道冲激响应被检测出来，然后进行内插得到每一个载波上的信道冲激响应的共轭信号34；在模块35中，信号32与信号34对应相乘，得到信号36，然后进行解调、解码等后续处理。
全文摘要
本发明控制峰值功率的发射机和接收机，特征是将已由逆傅立叶变换到时域的信号通过不同的全通滤波器来对频域上的信号进行不同的扰动，从而形成具有不同峰值分布特性的滤波结果；然后选择具有最小峰值功率的一组滤波结果输出；通过在时域进行滤波，可以避免复杂的逆傅立叶变换运算，全通滤波器的特性又不会对频域信号的幅度造成不必要的衰减；通过发射机在频域内插导频符号，接收机对这些导频符号所在载波的信道冲激响应做内插的信道估计方法，可以在接收端消除发射端全通滤波器的影响，而不需要额外的信令交换。既能减少控制峰值功率所需要的计算量，又能够在不需要传输附加信息的前提下，从接收信号中完全恢复出原始数据。
文档编号H04J11/00GK1514558SQ02160669
公开日2004年7月21日 申请日期2002年12月31日 优先权日2002年12月31日
发明者朱近康, 杜政 申请人:中国科学技术大学