减少数字传输用调幅发射机中带外发射的方法

专利名称：减少数字传输用调幅发射机中带外发射的方法
技术领域：
本发明涉及AM广播发射机(AM-振幅调制)的领域，该发射机在数字化向前推进时由模拟发射转换成数字传输。
到现在为止，通常的发射机类型是非线性的AM发射机，它的特点是RF输入(射频)和音频输入，而且该发射机类型是连续在使用。其原因如下AM发射机以开关的模式在内部操作并因此具有比那些线性发射机好上3倍的效率，后者在其它情况下通常用于数字传输，比如，对DAB(数字音频广播)和DVB(数字视频广播)的情况。这样便可节约操作的成本。
如果在初步阶段无更多的投资，则确信广播电台从模拟向数字转换是比较容易的。
对于数字调制采用非线性AM发射机需要特殊的发射机操作模式。在模拟AM的情况下，只有HF(高频)振荡的包络会根据信息信号而受到影响。如果，数字信号代替音频信号馈给调制器，则随着数字调制将发生“通断键控”(OOK)或几乎等效于“幅移键控”(ASK)。在矢量图中，OOK或ASK只分别处于正的实轴上。
然而，在数字调制中，这是常见的，而且，由于较佳的信噪比，故对数字信号，有必要通过全部的复杂平面。当观察矢量图中数字信号的各个取样点，可获得相关的相位星。由于这上面的组点是在4个象限上分布并且如在OOK或ASK的情况那样不是处于一条直线上，所以该组点的最小距离较大(对于传输的数字信号给出相同的能量支出)。
所调制的数字信号由两个部分的信号(I和Q)产生，这两个信号互相垂直。I-信号(“同相位”)被调制成具有频率Ft(载频)的余弦振荡。Q-信号(“正交”)被调制成具有相同频率Ft的正弦振荡。两种调制振荡的和产生复杂的调制数据信号(余弦0-180度，正弦-90_+90度)。调制的I/Q-信号通过滤波器以如此的方式成形，从便它具有与所希望的带宽完全一样的预定曲线形状。
但是，需要调制的I/Q-信号以这样的方式加以转换，以便使两种信号，振幅信号(A-信号)和相位调制的载波信号(RF-P)从中产生，它们适合于对AM发射机的适当控制(见图2)。接着，在AM发射机的输出，所调制的I/Q信号又一次用较高的功率产生。
所调制的I/Q-信号对应于迪卡尔图。迪卡尔图被转换成带振幅和相位的极性图。以这种方式，可获得振幅信号(A-信号)以控制在音频输入的AM发射机。相位调制过的射频(RF-P信号)从初始得到的相位信号(P-信号)产生。有利的是，也可无中间步骤直接通过P-信号获得RF-P信号。以此便产生控制AM发射机所需要的信号-控制音频输入用的振幅信号(A-信号)-控制RF电路用的相位调制的RF信号(RF-P信号)。
A-信号被馈送给AM发射机的调制器输入(音频输入)，而RF-P信号则用于对发射机的HF-型控制。在发射机输出级，两种信号A和RF-P被用乘法结合，形成高频数字输出信号。理论上输出信号与坐标转换前对应放大的复杂的调制I/Q信号相同。
这是技术发展水平所描述的对，比如，在欧洲专利EP0708545或在德国专利DE19717169中。
在实际中，发射机的数字输出信号并不精确地等同于放大调制的I/Q-信号。倒不如说，由于在调制过程中发生的非线性失真和由此带来的不想要的发射，输出信号是不同的。
AM发射机数字操作所需要的迪卡尔→极性转换是十分高度非线性的。作为这样的结果，A-信号和RF-P信号都具有非常大的带宽并因此变得显著地宽于对应于I-信号和Q-信号的带宽。这便产生了以下的问题1.发射机必须在其A-分量上具有大大宽于(5倍或更多)模拟AM所需的带宽。
2.发射机也必须在其RF分量上具有大大宽于(5倍或更多)模拟AM所需的带宽。
3.两个分量的信号传播时间必须相等(小到零点几微妙)以允许A-信号和RF-P信号在发射机输出级同步结合。
4.超越信道极限(也即，I/Q信号的带宽)传播的A-信号和RF-P信号的频谱分量必须在发射机输出级互相补偿。不然，将发生不想要的发射(带外发射-OOB和伪发射-SE)。
由于发射机输出级是模拟目标，故所要求的超越信道极限传播的频谱分量的补偿只是部分地成功了。实践显示，通过合理的努力可使这些不想要的频谱分量仅仅抑制大约30dB(100倍的功率)到大约36dB(4000倍)。这些是有用频谱和不想要发射的噪声谱大小之间的距离。这些距离被称为“过肩距离”。需要40dB(10000倍)到55dB(320000倍)的过肩距离以遵守由ITU(国际电信同盟，日内瓦)定义的所允许频谱罩(spectrum mask)。
ITU频谱罩(ITU-RSM.328-9，频谱和带宽的发射3.6.1.3带外频谱)定义了最大的AM发射机不想要发射的允许水平。由于AM发射机的国际协调，不想要发射的绝对最大值由ITU频谱罩确定。
在最接近有用频谱的附近，该罩提供一个公差范围，该范围可以达到符合ITU罩的要求。根据这点，对于给定的过肩距离带外发射只需要减小得足够快从而使ITU罩不被超过。这在

图1中示出几个例子，在这里，作为如下假设，即用计数法产生的边带功率与对ITU罩(载波功率以下-12dB)所确定的标称模拟边带功率一样大。
从该图中可看出，在发射机中获得的过肩距离越小，则带外发射中的倾斜率(或落差)就必定越高。如果，因为技术原因，比如，只有35dB的过肩距离可在发射机的输出级获得，则数字调制信号必须因此以这样的方式加以影响，从而可获得对于10kHz的信道带宽得到至少10dB/7.2kHz的OOB倾斜度，一般来讲，就是10dB/(0.72x带宽)。
发射机中数字调制信号的影响及其对减少不想要发射用OOB倾斜度的作用是本发明的主题。
在矢量图中，如果未采用特殊措施，则数字调制信号可从任何想要的可允许复杂点移到弯曲路径上任何其它的可允许点，该弯曲路径连接所有的可允许点而不形成纽结(kink)。这样做的结果是，在矢量图中就发生相当大数目的零交叉或近似零交叉。
因此在迪卡尔→极性的转换中，带零接触或带几乎零接触的尖峰在A-信号中发生同时在相位上跳过π。两种特征均导致，A-信号和RF-P信号都获得了非常大的带宽。由于在发射机输出级中所需要的补偿，这是不希望的而且必须加以避免。
当A-信号中的尖峰得以避免以及由此同时发生的相位跳跃时，那么A-信号中方向上的变化实际上得以保持但不再那么快。同样保持的是π的相位变换(代替跳跃)，但该相位变换也不再如跳跃中的情况那样快。为此，A-信号和RF-P信号的带宽便明显变窄，而对应频谱的倾斜率则变得更大了。所以总的来说，发射机输出级的补偿过程变得不那么严格而不想要的发射则减少。
对过程更加精确的分析显示，在接近有用信号(信道极限)频率的频谱中未发生很多变化，这说明，这种措施无法明确地增加过肩距离。毕竟，过肩距离的大小与可获得的补偿有关。另一方面，带外发射频谱中的倾斜度增加了，从而若通过补偿获得35dB的过肩距离则可获得10dB/(0.72x带宽)的想要值。
对A-信号“零接触”和由此在相位中跳跃的避免通过就象在矢量图的0/0点处“挖个孔”那样加以得到。这意味着，矢量图中避免0/0点的调制选择必需通过宽余量进行。
对于AM带中数字传输用的已由ITU推荐用于标准化并使用OFDM(正交频分复用)多载波方法的DRM(数字无线电世界)系统的情况，由于传输信号的类噪声特性而并不能为此容易地在矢量图中进行挖“孔”。所以，DRM系统对发射机提出非常高的线性要求，因此相应地需要大的过肩距离。这意味着对DRM系统仍需发展新的高度线性的AM发射机以便能够根据ITU频谱罩符合有关不想要发射的要求。这是昂贵而乏味的并有可能一起危害DRM系统的引入。
通过使用在0/0点附近带“孔”的调制方法，当今常用的具有小于35dB过肩距离的现存AM发射机，也可用于AM带中的数字传输，如在“服务要求”中DRM所要求的那样。继续使用现存发射机的可能性是广播电台的最高优先权。只需要额外添加用于调节A-信号和RF-P信号(见图2)的数字调制器。以这种方式，就有可能由模拟转换到数字而无需有关传输装置的较大成本。
对于现存AM带中的数字传输，提出了调制方法的建议，该方法的特征是在0/0点附近有一“孔”。那种调制方法是作为偏移调制(offset modulation)或代码调制而出名的。
这样的调制用于，比如不能将高频的振幅减小到零值的发射机中。在具有行波管的卫星脉冲转发器或具有以C类操作的传输放大器的GSM移动电话中可发现那样的例子。
特别适合的是由16APSK(带16组点的振幅相移键控)得到的调制类型。之所以这样是因为，相比对于短波传送尤其困难，较少的组点数量(比如，16)和采用较高水平的调制(比如，64组点)相比导致较大的净数据吞吐量，因为低水平的调制固有地更加凹凸不平且要求较少的护错编码。
例1OFDM信号的改进OFDM信号具有完全矩形的频谱，但在时域中，也即对时间信号的I-分量和Q-分量都具有类噪声的特性，即时间。这是许多彼此互相独立的子信道发生干扰的结果。
如果在OFDM信号的情况中，接受了某种退化，也即对于给定信噪比误比特率略微增加，于是就可以在矢量图中进行“挖孔”。
为了这个目的，需要改进OFDM基带信号的I(t)和Q(t)分量。只有在完成该步后才可以执行I/Q→A/RF-P转换和给发射机调换频率。
I(t)和Q(t)基带信号是AC电压并因此它们中的每一个都有零交叉。当I(t)和Q(t)都同时具有零交叉或在时间上只有很小的差别时，会发生临界的情况，即此时在矢量图中逼近或触及0/0点。这在将I(t)和Q(t)分别看作x/y坐标系统(迪卡尔)中的x和y时就可看到。因此，如果同样有x＝0，则不允许同时有y＝0；不然将遇到坐标原点0/0，但是这种情况必须绝对加以避免。
这个问题可通过定义阈值+So、+Su、-So和-Su，其中So＞Su，并不断地将这些阈值与I(t)和Q(t)的大小进行比较加以解决(见图3)。箭头标出了需要修正以使I(t)信号在其零交叉处移动的位置。在实际中，I(t)和Q(t)信号是环绕的并且没有纽结点。
当观察以下情况，其中来自正值的Q(t)作为两个信号的第一个(来自负值，它将是阈值-Su)那样落在低阈值+Su下方时，I(t)将在此后立即具有零交叉。
对于I(t)，当信号来自正值时要检查它是否落在阈值+So下方，或当信号来自负值时要检查它是否落在阈值-So下方。如果发生这种情况，则希望信号落在相应的Su阈值下方不久之后就发生零交叉。这意味着，信号I(t)和Q(t)的零交叉互相跟得太紧，这根据前面的考虑是要加以避免的。
I(t)和Q(t)信号的零交叉不能绝对地加以避免。这里要达到的是在时间上移动零交叉为此相隔，从而使两种信号不会同时具有低的振幅值。对于所描述的例子，这就是说，I(t)信号必须以这样的方式受到影响即使零交叉的发生在时间上离Q(t)信号的零交叉足够远。
在该例中，为此目的向I(t)信号加入进一环绕的脉冲，环绕脉冲的领先符号根据Su阈值的领先信号选择。照这样，I(t)信号以这样一种方式“弯曲”一短时间从而使它的零交叉与Q(t)信号有足够的距离。
有利的是，加入的脉冲具有余弦(cos2)形状或高斯钟形曲线状，选择该形状，从而使所发射信号的带宽不增加。所加入脉冲的振幅由I(t)或Q(t)信号的倾斜度决定，要求选择与倾斜度成正比的振幅。
改进后的I(t)和Q(t)信号如上述地被I/Q→A/RF-P转换并馈送给AM发射机。由于进过改进，故A(t)和RF-P(t)信号在发射机中具有的带宽较带有OFDM基带调制情况中的要小。
在发射机输出级，结合A(t)和RF-P(t)信号以形成较低带宽，也即信道带宽的输出信号，因为进行了改进所以需要较少的补偿，这样的结果就获得了较低的带外发射。
带外发射的减少在过肩距离的大小中实际上变得几乎不显著；然而，用此使OOB向两边减少的倾斜度却增加了。在本文中，在矢量图中选择的“孔”越大，则倾斜度就变得越大。
但是，矢量图中的“孔”不能制作得跟想要的一样大，因为OFDM信号被加入的脉冲所恶化了。这相当于有意增加噪声。因此，必须选择OOB和误比特率之间适宜的折衷。在由接收机参照的OFDM信号中传输的导向符号也会受到噪声的影响，该事实具有有利的效果因为噪声由于这个原因而具有较不严重的后果。
例2BPSK测试顺序的改进为了测量无线电信道也为了和接收机同步，可以使用BPSK测试顺序(二进制相移键控-伪随机或CAZAC)。在本文中，该测试顺序的特性要为此加以确定，使之不产生无法接受的不想要的发射。
未改进的BPSK测试顺序在符号中具有频繁的变化。因此在迪卡尔→极性图的转换期间，具有零接触或几乎零接触的尖峰在A-信号中发生并在相位上跳过π。这两种特性导致A-信号和RF-P信号都得到非常大的带宽。由于在发射机输出级中需要的补偿过程，因而这是不想要的，且必须加以避免。
因此，BPSK测试信号以这样的方式加以，从而使矢量图中形成一“孔”。由此，改进过的BPSK测试信号属于这样一类表征为在矢量图中的0/0点附近有一“孔”的调制。
在时域中，未进改进的BPSK测试顺序看上去如图4-A中部分所示的那样。脉冲具有的大小为1且在时间上(定时地)有规律地彼此互相隔开。用于评估测试顺序的已知算法旨在对改进过的测试顺序同样有用。
改进在于，第一步，将时钟频率加倍，以及在相同符号的两个脉冲之间分别精确地设置附加的脉冲，如图4-B的虚线所示。
第二步，在未改进测试顺序中发生脉冲符号改变的每一处位置，在其中间精确地插入一脉冲。(见图4-C)。脉冲的大小小于1(比如，0.2)并且在方向上为此定义使得未改进的测试顺序中产生正脉冲以响应从+到-的转变，而当符号从-变为+时则产生负脉冲(定义I)。
该定义是任意的从而使使改进测试顺序中脉冲的符号可以其它相近的方式等效地加以选择，这被称为定义II。
由于改进的信号(图4-C)，故当在复杂的平面中观察时引起在调制的信号中产生旋转。旋转造成频谱中的不对称。为了避免不对称，每次顺序被重复时根据定义II来决定脉冲。这导致对脉冲串定义的连续变化。
在调制之前，将改进过的测试顺序的信号通过环绕滤波器(比如，带外转的根引起的余弦(root raised cosine with roll-off)＝0.2)。
改进并经过滤波测试顺序的调制器具有I/Q形状，根据图4-B的信号作为I-信号加以调制，而根据图4-C的信号则作为Q-信号加以调制。
由此，保证了调制的测试信号的矢量图在它的原点具有一“孔”。
在接收端，不需要复杂的相互关系。相反，分别将接收端I-信号和Q-信号与在根据图4-B在接收机中产生的信号相关就足够了。此后，接着发生的是，可将接收的I-分量和Q-分量分开。
权利要求
1.一种减少数字传输用AM发射机中带外发射的方法，其中，用于控制AM发射机的振幅信号和相位调制RF信号从数字调制信号产生，其特征在于对于数字调制，所选择的方法将振幅信号和相位调制RF信号的带宽限制在这样的程度，从而使带外发射(1)作为过肩距离(2)的函数减少，后者可通过AM发射机以不超过(3)ITU频谱罩的等级实现；数字调制方法具有的特征是，零交叉没有触及而是通过矢量图中宽的余量，在0/0点附件形成一“孔”加以避免；以及对于数字调制，可以使用偏移调制或编码调制的方法。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，矢量图示中带16组点的振幅相移键控的变量特别适合作为偏移调制，因为数量相对小的组点导致高的净数据吞吐量；是个低水平的调制，它是相对地不平坦的且仅需较少的防差错编码。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，提出的调制原理可用于OFDM信号的传输；矢量图示中的“孔”通过移动OFDM基带信号零交叉处的I(t)和Q(t)分量来完成；零交叉的移动根据预定阈值以下I(t)和Q(t)分量的减少来进行；落在阈值以下的分量首先保持不变，但其它的分量随后就由加入的脉冲加以校正；只有在第一分量已落在低阈值(q)以下并且随后的分量落在高阈值(i)以下的情况才加入附加的脉冲；“孔”的大小由附加脉冲的振幅决定；并且必须在“孔”的大小和由附加脉冲引起的比特误码率之间选择合理的折衷。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，测量无线电信道可以使用改进过的二进制相移键控测试顺序；通过加倍时钟频率(B)和在未改进测试顺序中具有符号改变的两脉冲之间插入脉冲(C)，使改进产生了调制信号，该调制信号表征为在矢量图示中的0/0点附近有一“孔”；“孔”的大小可由插入脉冲的振幅加以调节；并且为了评估改进过的测试顺序，可为未改进过的测试顺序用已知的算法。
全文摘要
与使用现存AM发射机的数字传输相关的问题是，必须减少发生的带外发射以符合ITU罩，因为可由AM发射机获得的过肩距离对于满意的补偿是不够的。控制AM发射机所需要的信号，(振幅信号和相位调制的RF信号)，由通过迪卡尔→极性转换的数字调制信号形成，从而使振幅信号和RF信号的带宽到达一造成无法接收的带外发射值。为了防止这一点，本发明提供了一用于数字调制的方法，该方法通过在其矢量图示中的宽余量来避免零点，也即，在0/0点附近形成一“孔”。这种类型的调制方法被称为偏移调制和编码调制。16APSK的变量特别合适，因为只用16组点就可得到较高的净数据吞吐量，而要求的编码可忽略编码。为了传输OFDM信号，通过偏移I(t)和Q(t)信号的零交叉来获得矢量图中的“孔”，后者通过将脉冲插入随后的分量来获得，比如，若另一个分量Q(t)已短期落入所定义阈值之内则可将脉冲插入I(t)。通过调制可使用测量无线电信道用的BPSK测试顺序，其中，通过在两个符号位改变的脉冲之间插入一脉冲来形成调制信号，所述的调制信号在0/0点附近有一“孔”。孔的大小可由所插入的脉冲加以调节。
文档编号H04H20/49GK1568591SQ02800506
公开日2005年1月19日 申请日期2002年1月17日 优先权日2001年3月6日
发明者D·如多尔夫, A·谢弗 申请人:德国电信股份有限公司