专利名称：光接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于与例如光纤链接的数字音频等用途的将光信号变换为数字电信号并输出的光接收机。特别涉及具有在一个芯片上集成光接收元件和信号处理电路，被称为OEIC(Optoelectronic IC)的光电集成电路的光接收机。
背景技术：
图11是表示典型的现有技术的在数字音频中使用的光纤用光接收机的概略结构的方框图。在该光接收机中，设置有接收通过光纤发送的光信号的光电二极管PD11和根据来自该光电二极管PD11的输出进行信号处理的信号处理电路。光电二极管PD11产生与光信号强度成比例的电流信号。由该光电二极管PD11检测出的光电流在由放大器AMP11、电阻器Rf11、电容器Cf11构成的电流-电压变换放大器中进行线性电压变换。之后，被变换的电压通过由电容器C11和电阻器R11构成的高通滤波器除去低频分量，由恒压源VRef提供工作点，被输入到放大电路AMP13。
而且，具有与光电二极管PD11和GND之间的寄生电容相同的电容值的电容器Cpd11，连接到由放大器AMP12、电阻器Rf12和电容器Cf12构成的电流-电压变换放大器。这样，来自电容器Cf12的电流通过由放大器AMP12、电阻器Rf12和电容器Cf12构成的电流-电压变换放大器进行电压变换。而且，被变换的电压通过由电容器C12和电阻器R12构成的高通滤波器除去低频分量，由恒压源VRef提供工作点，以与放大器AMP11的输出成为差动的形式输入到放大电路AMP13。
通过这样的电路结构，由差动电路将电源线路噪声等的同相噪声分量从光电二极管PD11的光电流变换的电压中除去。
放电电路AMP13的输出被输入到磁滞比较器COMP11中，被波形整形后，在输出级11被变换为高-低的数字信号并输出。输出级11由Nch MOS晶体管MN11和Pch MOS晶体管MP11组成的变换器(inverter)构成。
上述光电二极管PD11和信号处理电路集成在一个芯片上。在一个芯片上集成的光接收机由银浆(paste)等导电性的粘接材料粘接到接线框，通过使用了金线的引线键合，将电源线和输出端子由框的端子中取出。这样，通过在光电二极管PD11上形成模制树脂，光电二极管PD11和透镜形成一体。
在具有这样的数字输出的光接收机的情况下，如图12所示，由于输出端子的引线和光电二极管之间的容性结合，使得在输出的上升沿或下降沿的定时内，有光电二极管的寄生电流流过。这样，产生该寄生电流引起的误操作，接收灵敏度降低的问题。
由于光电二极管和信号处理电路集成在同一芯片上，所以与光电二极管和信号处理电路在不同芯片上构成的接收机比较，光电二极管-输出间的寄生电容反而变大。如果详细说明，在光电二极管和信号处理电路由不同芯片构成的情况下，与上述的结构那样由一个芯片构成的情况相比，由于后者的输出端子和光电二极管之间的距离变近，后者的输出端子和光电二极管之间的寄生电容变大。这是由于在两个接近的导体的面积相同时，寄生电容与2个导体间的距离成反比的缘故。
在此，考虑配置与光电二极管面积相等的虚拟光电二极管以代替电容器Cpd11的结构。虚拟光电二极管是与光电二极管面积基本相同的元件，具有由阴极电位的布线遮光，即使光信号入射，也不输出电流信号的结构。通过成为这样的结构，来自输出的寄生电流可以均等地流入虚拟光电二极管和光电二极管。这时，因为可以由差动放大器除去同相信号分量，所以可以降低误操作。
但是，在一个芯片上集成光电二极管和同面积的虚拟光电二极管时，由于在一个芯片上光电二极管所占的面积变为2倍，所以芯片面积变大，对成本产生不利影响。特别是与光电变换元件耦合器用和光盘用的光电二极管相比，作为光电二极管面积大的数字音频光纤用受光IC，该倾向显著。
而且，即使是在1个芯片上集成光电二极管和同面积的虚拟光电二极管的结构，也要考虑在输出端子中，由于金线的取出方法的不同和虚拟光电二极管与光电二极管的配置位置的不同等造成的寄生电容变为不同的情况。因此，起因于输出端子中金线的取出方法的不同和虚拟光电二极管和光电二极管的配置位置的不同，输出-虚拟光电二极管间和输出-光电二极管间的寄生电容的平衡被破坏时，就成为误操作的原因。
另一方面，还有在光电二极管上覆盖ITO(Indium Tin Oxide)膜那样的透明的导电膜，将该透明导电膜连接到接收侧的GND电位的方法。由此，由输入-输出间电容导致的噪声电流，由透明导电膜流到GND，通过仅使来自光电二极管的光信号输出，可以防止噪声引起的误操作。但是，这就需要覆盖ITO膜的专用处理装置，产生处理变复杂的问题。而且，由于ITO膜-光电二极管间的寄生电容变大，所以导致接收机的放大器频带降低和噪声增加，成为高速化的障碍。
接着，对从输出端子流回光电二极管的电流进行考察。从输出端子流回光电二极管的电流Ip，在输出-光电二极管之间的寄生电容Cp和输出的电压的上升沿、下降沿的转换速率为(dV/dt)时，以下式表示Ip＝Cp·(dV/dt)(1)如果将输出级的输出电阻设为Rout、输出级的电容设为Cout、输出的电压振幅设为Vo，从t＝0输出开始为上升沿时，在时间t时的输出电压的上升沿波形为下式V＝Vo(1-exp((t/(Rout·Cout)))) (2)因为输出级的截止频率为fo＝1/(2π·Rout·Cout)，所以(2)式成为以下的形式V＝Vo(1-exp(-2π·fo·t))(3)因此，输出的转换速率(dV/dt)以下式表示(dV/dt)＝Vo·27·fo·exp(-2π·fo·t) (4)因此，在输出为上升沿时，将式(4)代入式(1)，从输出流回光电二极管的电流Ip表示为Ip＝Cp·Vo·2π·fo·exp(-2π·fo·t) (5)这里，假定输出-光电二极管间的寄生电容Cp＝10fF，输出从输出振幅的10％到90％的上升时间tr＝10ns，输出振幅Vo为3V。该状态的输出波形如图13所示。
在假定时间t＝0时输出开始上升的情况下，被表示为fo＝0.35/tr，所以由式(5)，在时间t时的输出的上升沿的寄生电流Ip成为下式Ip＝(10fF)·(3V)·2π·(0.35/10ns)·exp(-2π·(0.35/10ns)·t)(6)输出的下降沿的寄生电流与输出的上升沿的寄生电流Ip大小相同，电流的流动方向取与式(6)相反的值。而且，由式(6)，Ip在t＝0时具有峰值。
由输出-光电二极管之间的寄生电容产生的寄生电流脉冲，成为如图13所示的寄生电流波形。由式(6)，Ip在t＝0时具有峰值。这里，如果将t＝0代入式(6)，则有下式Ip＝(10fF)·(3V)·2π·(0.35/10ns)＝6.6μA (7)峰值电流成为6.6μA。
数字音频的光信号的传送速度在等速时是5.6448Mbps，在倍速时是11.2896Mbps，在4倍速时是22.5792Mbps。为了传送这样的信号，需要使接收电路的放大器的频带随着传送速度的上升而扩展。但是，如果接收电路的放大器的频带扩展，则由上述寄生电流脉冲产生的影响就变大。
这里，先对放大器的频带进行说明。一般来说，作为放大器的增益的频率特性，具有在频率上升时该频率的放大器的增益降低的倾向。将放大器的增益从平坦的频率到-3dB的增益的频率称为放大器的截止频率(fc)，一般的放大器的频带，是指该截止频率。即，为了使传送速度提高，需要提高信号的频率，为了使该信号充分放大，就必需使上述那样的放大器的频带变高。
而且，由式(6)求出的寄生光电流的波形包含高频分量，所以该电流全部放大并不应该成为误操作的原因。在将光接收机的放大器的频带设定为传送速度(Mbps)的0.8倍时，等速时为4.5MHz，倍速时为9MHz，4倍速时为18MHz。在截止上述的式(6)的寄生光电流脉冲波形的频率分别通过4.5MHz，9MHz，18MHz的低通滤波器时，如按照电路的模拟，峰值电流分别变为0.627μA，1.602μA，1.686μA，该电流被放大并成为误操作的原因。
链接到光纤的数字音频中使用的光接收机的最小接收灵敏度为-27dBm～-24dBm，这时根据信号流动的光电二极管电流在0.5～1μA左右。即，上述的输出-光电二极管间的寄生电流的影响已经大到不能忽视的程度。
而且放大器的频带越宽，高频分量的信号就越可能被放大，所以高频的寄生电流的峰值电流被放大。即，放大器的频带越宽，寄生电流越大，所以由于寄生电流脉冲导致的误操作在传送速度快的接收机中容易产生。
另一方面，如果电源电压变高，则在输出级11中Nch MOS和Pch MOS的转换的导体电阻降低，使输出电阻降低。以下对这种情况加以说明。
MOS晶体管的漏电流ID是以下式表示ID＝K(Vgs-Vt)2(1+λVds)(8)这里，K跨导系数，Vt阈值电压，Vgs栅极·源极间电压，Vds漏极·源极间电压，λ沟道长度调制系数。
输出级的Nch MOS和Pch MOS的变换器(inverter)连接时，因为Vgs＝Vds＝Vcc(电源电压)，所以漏电流成为ID＝K(Vcc-Vt)2(1+λVcc) (9)这里，MOS的电阻R以Vcc/ID表示，所以成为下式R＝Vcc/ID＝Vcc/(K(Vcc-Vt)2(1+λVcc)) (10)由式(10)可知，电源电压上升和输出电阻R下降。
如上所述，如果由于电源电压上升使输出级11中的输出电阻下降，则上升时间tr、下降时间tf提前，输出振幅也变大。因此，寄生电流I＝C×(dV/dt)的(dV/dt)变大，容易误操作。而且，即使调整使得在电源电压为3V时不误操作，在电源电压为5V时，tr、tf变短，输出振幅增加，寄生电流也变大产生误操作。另外，调整tr、tf使在电源电压为5V时不发生误操作的情况下，如果电源电压变为3V，则tr、tf延迟，可传送的信号的速度被限制，很难实现动作电源电压范围宽的高速的数字输出接收机。
另外，按照日本国特许公报3018541号(发行日2000年3月13日)，公开了一种根据来自外部的转换速率控制信号，以2级切换输出的转换速率的输出电路，在该输出电路中，因为只能以2级控制输出的转换速率，所以在可抑制误操作的范围内进行极细的转换速率控制非常困难。
发明内容
本发明是为解决上述问题而提出的，目的在于提供一种在将光信号变换为数字电信号并输出的光接收机中，可抑制光电二极管等的光电变换部件和输出之间产生的寄生电流引起的对输出信号的不良影响的光接收机。
为了解决上述问题，本发明的一种光接收机，包括光电变换部件，接收光信号，变换为电信号；输出部件，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；误操作检测部件，监视从所述输出部件输出的信号，检测误操作，所述输出部件具有使输出的转换速率变化的输出转换速率可变部件，同时所述误操作检测部件在检测出误操作时，进行控制使得所述输出转换速率可变部件中的转换速度降低。
在上述的结构中，由光电变换部件接收的光信号变换为电信号，同时由输出部件作为数字信号输出。这里，在光电变换部件和输出部件的距离比较近时，有在两者间产生寄生电容，由该寄生电容产生寄生电流的情况。如果这样的寄生电流重叠到输出信号上，则不能输出正常的数字信号，产生不稳定等问题。
对此，按照上述的结构，如果由误操作检测部件从输出部件输出的信号中检测出误操作，则误操作检测部件进行使输出转换速率可变部件中的输出的转换速率降低的控制。
如果使输出的转换速率降低，则如前所述，由于减少了输出和光电二极管之间的寄生电流，可以减少输出信号中的不稳定性和误操作。
而且，按照上述结构，由于在可传送信号的范围内输出的转换速率降低，所以可以尽可能地抑制误操作。但是，如果按照上述日本国特许公报第3018541号的输出电路，由于根据来自外部的控制信号以2级控制输出的转换速率，所以对误操作的控制不能达到本发明的程度。
另外，本发明的一种光接收机，包括光电变换部件，接收光信号，变换为电信号；输出部件，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；电源电压检测部件，检测对所述输出部件提供的电源电压的电压值；所述输出部件包括使输出信号的输出的转换速率变化的输出转换速率可变部件，同时所述电源电压检测部件根据电源电压的电压值的变动，控制所述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率。
在上述结构中，由光电变换部件接收的光信号被变换为电信号，同时由输出部件作为数字信号输出。这里，如果对输出部件提供的电源电压的电压值变动，则如前所述，输出部件中的输出电阻变动，由寄生电流产生的影响变大。如果这样的寄生电流叠加到输出信号中，则不能输出正常的数字信号，产生不稳定等问题。
对此，按照上述的结构，如果由电源电压检测部件检测出电源电压的电压值的变动，则电源电压检测部件对输出转换速率可变部件中的输出的转换速率进行控制。
在不使传送速度降低的范围内，通过降低输出的转换速率，减少输出和光电二极管之间的寄生电流。因此，由于可以减少输出信号中叠加的寄生电流，所以可以减少输出信号中的不稳定性。
本发明还具有的其他目的、特征和优点，可通过以下所示的记载加以充分判断。而且，可通过参照附图的以下说明明白本发明的益处。
图1是表示本发明的一实施例的光接收机的概略结构的电路图。
图2是表示图1的光接收机的具体结构例的电路图。
图3是表示与图2的光接收机结构不同的光接收机的电路图。
图4是表示图1所示的误操作检测电路的概略结构的方框图。
图5是表示图4的误操作检测电路的具体结构例的电路图。
图6是表示具有图5的误操作检测电路的光接收机中各结构要素的输出波形的波形图，(a)是输出中没有误操作时的转换速率可变输出级的输出波形，(b)是输出中没有误操作时的电容器的充放电电路的输出波形，(c)是输出中没有误操作时的积分电路的输出波形，(d)是输出中有误操作时的转换速率可变输出级的输出波形，(e)是输出中有误操作时的电容器的充放电电路的输出波形，(f)是输出中有误操作时的积分电路的输出波形。
图7是表示在光接收机中具有与图5的误操作检测电路结构不同的误操作检测电路时的各结构要素的输出波形的波形图，(a)是输出中没有误操作时的转换速率可变输出级的输出波形，(b)是输出中没有误操作时的电容器的充放电电路的输出波形，(c)是输出中没有误操作时的积分电路的输出波形，(d)是输出中有误操作时的转换速率可变输出级的输出波形，(e)是输出中有误操作时的电容器的充放电电路的输出波形，(f)是输出中有误操作时的积分电路的输出波形。
图8是表示与图2、图3的光接收机结构不同的光接收机的电路图。
图9是表示与图2、图3、图8的光接收机结构不同的光接收机的电路图。
图10是表示数据传送格式的帧结构的图。
图11是表示现有的数字音频光纤用光接收机的概略结构的方框图。
图12是说明图11的光接收机中发生的寄生电流的图。
图13(a)是表示图11的光接收机的输出波形的波形图，图13(b)是表示图11的光接收机的寄生电流的波形的波形图。
具体实施例方式
以下根据图1至图10说明本发明的一个实施例。
图1是表示本实施例的光接收机的概略结构的电路图。在该光接收机中设置接收通过光纤发送的光信号的光电二极管(光电变换部件)PD1和根据从该光电二极管PD1的输出进行信号处理的信号处理电路。光电二极管PD1和信号处理电路集成在1个芯片上，形成光电集成电路(OEIC)。
(光接收机的电路结构)首先对上述光接收机的电路结构进行说明。来自光电二极管PD1的输出，连接到放大器AMP1的输入端。对于该放大器AMP1，电容器Cf1和电阻器Rf1并联连接。这样，放大器AMP1的输出连接到电容器C1。
另一方面，设置与光电二极管PD1和GND之间的寄生电容具有相同电容值的电容器Cpd2，其一边的端子连接到放大器AMP2的输入端。对于该放大器AMP2，电容器Cf2和电阻器Rf2并联连接。这样，放大器AMP2的输出连接到电容器C2。
电容器C1和C2分别通过电阻器R1和R2连接到恒压源Vref，同时，分别连接到放大电路AMP3的输入端。放大电路AMP3的输出端连接到磁滞比较器COMP1的输入端，磁滞比较器COMP1的输出端连接到转换速率可变输出级1的输入端。转换速率可变输出级(输出部件、输出电路)1可根据误操作检测电路(误操作检测部件)2使转换速率变化。转换速率可变输出级1的输出从光接收机的输出端子Vout输出。从光电二极管PD1到输出端子Vout的电路结构与所述信号处理电路相当。
(光接收机中的工作)接着对上述光接收机中的工作进行说明。光电二极管PD1产生与光信号强度成比例的电流信号。由光电二极管PD1检测出的光电流在由放大器AMP1、电阻器Rf1、电容器Cf1构成的电流-电压变换放大器中被线性地电压变换，通过由电容器C1和电阻器Rf1构成的高通滤波器除去低频分量。之后，通过连接到恒压源Vref的电阻器R1提供工作点，输入到AMP3。
另一方面，具有与光电二极管和GND之间的寄生电容相同电容值的电容器Cpd2连接到由放大器AMP2、电阻器Rf2、电容器Cf2构成的电流-电压变换放大器。这样，来自电容器Cpd2的电流，由该电流-电压变换放大器变换为电压，在由电容器C2和电阻器Rf2构成的高通滤波器除去低频分量以后，输入到放大电路AMP3，使得与上述放大器AMP1的输出成为差动形式。
放大电路AMP3的输出输入到磁滞比较器COMP1，被波形整形后，在转换速率(slew rate)可变输出级1中变换为高-低的数字信号并输出。在此，先对放大电路AMP3和磁滞比较器COMP1进行说明。放大电路AMP3具有放大信号振幅的功能。在图1中，虽然仅显示了作为放大电路AMP3的一级的放大器，但实际上也有2～3级的放大器串联连接的情况。磁滞比较器COMP1通过以某一阈值电平截止被放大的信号来进行波形整形。该磁滞比较器COMP1因为成为磁滞，所以信号在横截去阈值电平时，可防止振荡等的误操作。
误操作检测电路2的输入端连接到转换速率可变输出级1的输出端。在转换速率可变输出级1的输出中发出误操作时，误操作检测电路2检测到这一情况，根据检测到的结果，误操作检测电路2在可传送信号的范围内，进行转换速率可变输出级1的输出的转换速率(dV/dt)降低的控制，由此，降低从输出到光电二极管PD1的寄生电流，防止误操作。
这里，对上述的在可以传送信号的范围内，降低转换速率(dV/dt)的情况进行说明。例如在假设传送25Mbps的信号时，最小的脉冲宽度为40ns。由此，信号的上升沿、下降沿时间是20ns时，脉冲中的平坦部分可有20ns，所以信号可以传送。另一方面，信号的上升沿、下降沿时间是40ns以上时，信号就成为三角波，不能成为正常的脉冲信号，所以信号不能传送。即，所谓在信号可以传送的范围的转换速率，是考虑了信号的上升沿、下降沿的时间后，信号成为正常的脉冲信号的转换速率。
(误操作检测电路的结构)图4是表示误操作检测电路2的概略结构的方框图。如图所示，误操作检测电路2由边缘检测电路(边缘检测部件、边缘检测电路)3、边缘计数电路4和边缘比较电路(比较部件、比较电路)5构成。边缘检测电路3是检测来自转换速率可变输出级1的输出信号中包含的上升沿和下降沿的边缘的电路。边缘计数电路4是计数由边缘检测电路3检测出的边缘的单位时间的数量的电路。边缘数比较电路5是对由边缘计数电路4计数的数量和假定最大传送时不产生误操作时的单位时间的边缘数量进行比较的电路。
在边缘数比较电路5中，在判断检测出的单位时间的边缘的数量，比假设最大传送时不产生误操作时的单位时间的边缘的数量大时，边缘数比较电路5判断产生输出的误操作，进行控制以使得转换速率可变输出级1中输出的转换速率降低。例如，在传送速度是25Mbps时，信号的频率为12.5MHz，如果考虑边缘数在一个周期中上升和下降2次的情况，则单位时间的边缘的数量是12.5×106×2＝25×106。
图5是表示具体构成图4所示的误操作检测电路2时的一个实施例。如图所示，边缘计数电路4由开关SW1、电容器C4和积分电路4A构成。而且，边缘数比较电路5由比较器COMP5构成。
由边缘检测电路3检测边缘，开关(切换部件、切换电路)SW1成为接通(ON)的状态时，由此对电容器C4以充电电流Ij急速充电。另一方面，充电到电容器C4的电荷以某固定的放电电流If放电。
这样，通过积分电路4A对电容器C4的电位积分，可计数单位时间的边缘数量。再有，通过由边缘数比较电路5中的比较器COMP5对积分电路4A的输出电压和成为基准的电压VREF进行比较，进行误操作的检测。
这样，与没有误操作的情况相比，在有误操作时，利用积分电路4A的输出的电位变高，可检测误操作。图6是分别表示对输出中没有误操作的情况和有误操作的情况转换速率可变输出级1的输出波形、电容器C4的充放电电路的输出波形和积分电路4A的输出波形。
在输出中没有误操作时，转换速率可变输出级1的输出波形，仅在脉冲的上升沿和下降沿有边缘，在每次检测出的边缘时充放电电路被充电，之后，进行放电直至下一个边缘。与此相反，在输出中有误操作时，转换速率可变输出级1的输出波形，在正常的脉冲的上升沿和下降沿以外，还有边缘被检测出来。这时，充放电电路的输出，由于在每次检测出边缘时被充电而成为保持比较高的电流值的状态。因此，积分电路4A的输出表示为比正常时高的值。
利用这样的情况，通过由边缘数比较电路5中的比较器COMP5来比较积分电路4A的输出电压和成为基准的电压VREF，可以进行误操作的检测。即，积分电路4A具有以下结构，检测电容器C4的电压波形的占空比(デイ一テイ一比)，由单位时间的误操作量与该占空比成比例的关系，在该占空比达到一定以上时，判断误操作发生。
这样，根据由边缘数比较电路5的检测结果，通过改变转换速率可变输出级1的输出电阻，可控制输出的转换速率。
另外，在图5所示的例中是在边缘对电容器C4充电，以一定的比例放电的结构，相反，也可以在边缘对电容器C4急速放电，以某固定的充电电流对电容器C4充电电荷的结构。即，在图5中，使电流Ij和电流If的朝向各自相反也可以。在该结构中，在有误操作的情况下，积分电路4A的输出的电位成为变低的方向。这时，对于输出中没有误操作的情况和有误操作的情况，转换速率可变输出级1的输出波形、电容器C4的充放电电路的输出波形和积分电路4A的输出波形如图7所示。
如图所示，在输出中没有误操作时，转换速率可变输出级1的输出波形，仅在脉冲的上升沿和下降沿具有边缘，在每次检测出边缘时充放电电路被放电，之后，进行充电直到下一个边缘。与此相反，在输出中有误操作时，转换速率可变输出级1的输出波形，在正常的脉冲的上升沿和下降沿以外，还有边缘被检测出来。这时，充放电电路的输出，由于在每次检测出边缘时被充电而成为保持比较低的电流值的状态。因此，积分电路4A的输出表示为比正常时低的值。
(光接收机的具体结构例1)接着，参照图2说明上述的光接收机的具体结构例，特别是转换速率可变输出级1的具体的结构例。如图2所示，转换速率可变输出级1具有由P沟道MOS FET组成的晶体管MP1和由N沟道MOS FET组成的晶体管MN1构成的变换器。在晶体管MP1和恒压源Vcc之间、以及晶体管MN1和GND之间分别设置可变电阻(输出转换速率可变部件、输出转换速率可变元件)R3·R4。在上述转换器的输出和光接收机的输出端子Vout之间，连接误操作检测电路2的输入线，误操作检测电路2的输出，连接到可变电阻R3·R4。
在误操作检测电路2中检测到误操作时，误操作检测电路2控制使得可变电阻R3·R4的电阻值变高。由此。从转换速率可变输出级1输出的转换速率降低，防止误操作。
(光接收机的具体结构例2)接着参照图3说明上述的光接收机的其他结构例，特别是转换速率可变输出级1的具体的其他结构例。如图3所示，转换速率可变输出级1具有由P沟道MOS FET组成的晶体管MP1和由N沟道MOS FET组成的晶体管MN1构成的变换器。在晶体管MP1和恒压源Vcc之间、以及晶体管MN1和GND之间分别设置P沟道MOS FET组成的晶体管MP2和N沟道MOS FET组成的晶体管MN2。而且在晶体管MP2的栅极和恒压源Vcc之间设置可变电压电路(输出转换速率可变部件、输出转换速率可变元件)V1、在晶体管MN2的栅极和GND之间设置可变电压电路(输出转换速率可变部件、输出转换速率可变元件)V2。
在误操作检测电路2中检测到误操作时，误操作检测电路2控制可变电压电路V1·V2的电压值。由此。从转换速率可变输出级1输出的转换速率降低，防止误操作。
(光接收机的具体结构例3)接着参照图8说明上述的光接收机的其他结构例。如图8所示，转换速率可变输出级1具有由P沟道MOS FET组成的晶体管MP1和由N沟道MOSFET组成的晶体管MN1构成的变换器。这样，晶体管MP1和恒压源Vcc之间、以及晶体管MN1和GND之间分别设置可变电阻(输出转换速率可变部件、输出转换速率可变元件)R3·R4。而且在上述转换器的输出和光接收机的输出端子Vout之间，连接误操作检测电路2的输入线，误操作检测电路2的输出，连接到可变电阻R3·R4。到此处的结构与前述的结构例1具有相同的结构。
在本结构例中，进一步设置将恒压源Vcc作为输入的电源电压检测电路(电源电压检测部件)6，该电源电压检测电路6可控制可变电阻R3·R4的电阻值。
如上述的结构，在转换速率可变输出级1由CMOS转换电路构成时，输入到晶体管MP1和晶体管MN1的栅极中的电压，低电平成为GND电位，高电平成为Vcc电位。所以，如果电源电压变高，则MP1和MN1的导通(ON)电阻减少。这时，输出电阻下降，输出的转换速率变高，输出振幅也变大，所以如前述的式(5)所示，输出-光电二极管之间的寄生电流增加，容易产生误操作。
与此相反，按照本发明，由电源电压检测电路6检测出电源电压变高的情况时，通过电源电压检测电路6的控制，提高可变电阻器R3·R4的电阻值，由此可以防止转换速率的增加。
而且，在本实施例中，是同时具有电源电压检测电路6和误操作检测电路2的结构，但也可以是仅设置电源电压检测电路6的结构。即，对于由于电源电压的变动而产生寄生电流的情况，通过如上所述的电源电压检测电路6的控制，可以防止由于寄生电流导致的不良的发生。
(光接收机的具体结构例4)接着参照图9说明上述光接收机的另外的其他结构例。如图9所示，在本结构例中的光接收机，由误操作检测电路2对转换速率可变输出级1进行控制，同时也由报头检测电路(报头检测部件)7进行控制。
首先，对传送的信号是数字音频信号时的数据结构进行说明。数字音频信号的数据传送格式，由IEC60958规定。图10表示根据该数据传送格式的帧结构。如图所示，帧的首标部分有称之为报头的数据区域，接在这之后是时间的音频数据区域。而且在帧的后端部分有控制信号的数据区域。
报头如上所述设置在帧的首标中，是与实际的音频数据无关的数据，是用于帧的种类的区分和同步用途。具体来说，报头有“B”、“M”、“W”3种，由前1个的符号是“0”还是“1”来进行如下表1所示的编码。
〔表1〕
另外，数据部分如下表(2)所示那样被编码。〔表2〕
如表2所示，根据前面的符号以双相标记方式对各数据进行编码。具体来说，在前面的符号是“1”时，如果数据是“0”则为“00”，如果数据是“1”则为“01”，在前面的符号是“0”时，如果数据是“0”则为“11”，如果数据是“1”则为“10”。
在本实施例中，报头检测电路7监视从转换速率可变输出级1输出的信号，可以检测现在发送的信号是否是报头的数据信号。如果以上述的帧结构的例来说，报头检测电路7如果检测出监视的信号中有3个连续的“1”或者“0”，则可以识别现在的信号是报头的数据。
这样，误操作检测电路2在检测到误操作时，报头检测电路7仅在检测出报头的期间进行控制，使得转换速率可变输出级1的输出的转换速率变化。
在此，对如上所述的仅在进行报头的输出期间使转换速率变化的理由进行说明。在信号传送时，如果在输出帧内的数据区域期间就使转换速率变化，则认为脉冲的上升沿、下降沿的边缘发生错位。这样的脉冲中边缘的错位，引起不稳定性。即，如果在输出帧内的数据区域期间频繁地使转换速率变化，则由于不稳定性的增大，在音频数据时会引起音质的恶化。
对此，如果按照上述的结构，仅在报头输出时变化转换速率，在报头以外，即在数据区域等中不使转换速率变化，所以可以消除伴随上述的不稳定性的产生带来的问题。因此在被发送的数据是音频数据时，可进行高品质音质的音频数据传送。
本发明的光接收机，在上述的结构中，所述误操作检测部件也可以构成为通过监视输出信号的脉冲宽度来进行误操作的判断。
在由于寄生电流使输出信号中包含误操作时，因为发生误操作，所以产生脉冲宽度比在正常状态下的传送信号中的脉冲宽度短的脉冲。因此，按照上述的结构，如果监视输出信号的脉冲宽度，则可以确实地检测出输出信号的误操作。
而且，本发明的光接收机在上述的结构中，上述误操作检测部件也可构成为通过计数输出信号中包含的每单位时间的边缘数来进行误操作的判断。
在由于寄生电流使输出信号中包含误操作时，在输出信号中包含比正常状态下的传送信号中包含的每单位时间的边缘数多的边缘数量。即，计数单位时间的边缘的数量与监视输出信号的脉冲宽度等价。因此，如上述结构那样，计数输出信号中包含的单位时间的边缘的数量，可确实地检测出输出信号的误操作。
另外，本发明的光接收机，在上述的结构中，上述误操作检测部件也可以构成为包括以下部件检测边缘的边缘检测部件；充放电电荷的电容；切换部件，在由所述边缘检测部件检测出边缘时，进行切换，以使所述电容器设定在规定的电位；充放电部件，将所述电容器中存储的电荷按照规定的比例充电或者放电；积分电路，对所述电容器的输出进行积分；比较部件，比较所述积分电路的输出值和规定的值。
按照上述的结构，如果由边缘检测部件检测出输出信号的边缘，则将电容器设定到规定的电位。这样，在没有检测出边缘的期间，由充放电部件以一定的比例使电容器充电或放电。因此，根据边缘的检测出的频度，电容器的输出发生变化。
因此，积分电路的输出值，根据边缘的检测频度发生变化，所以通过由比较电路检测积分电路的输出值的大小，可以计数输出信号中包含的单位时间的边缘数。即，按照上述的结构，通过比较简单的结构，可以实现判断输出信号中是否产生误操作的结构。
而且，本发明的光接收机，在上述的结构中，也可以构成为上述输出部件包括由P沟道MOS FET组成的晶体管和N沟道MOS FET组成的晶体管构成的变换器，上述输出转换速率可变部件由在上述变换器和恒压源之间设置的可变电阻器，以及在上述变换器和接地线之间设置的可变电阻器构成。
按照上述的结构，如果提高可变电阻器的电阻值，则可以降低输出的转换速率。即，在误操作检测部件检测出误操作时，如果误操作检测部件进行控制使上述可变电阻器的电阻值提高，则可以使输出的转换速率降低并减少误操作。
另外，本发明的光接收机，在上述的结构中，也可以构成为上述输出部件包括由P沟道MOS FET组成的晶体管和N沟道MOS FET组成的晶体管构成的变换器，上述输出转换速率可变部件由在上述变换器和恒压源之间、以及在上述变换器和接地线之间设置的MOS FET组成的晶体管，和与上述各晶体管的栅极连接的可变电压电路构成。
按照上述结构，如果使可变电压电路的电压值变化，则可以使输出的转换速率变化。即，在误操作检测部件检测出误操作时，如果误操作检测部件控制上述可变电压电路的电压值，则可以使输出的转换速率变化。
另外，本发明的光接收机，在上述的结构中，也可以构成为包括报头检测部件，从构成由上述输出部件输出的信号的帧中检测报头，仅在由上述报头检测部件检测出报头的期间，上述误操作检测部件进行使上述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率降低的控制。
按照上述的结构，仅在输出报头时使输出的转换速率变化，在报头以外，即在数据区域等中，输出的转换速率不变化。
在此，在信号传送时，如果在输出帧内的数据区域期间就使转换速率变化，则认为脉冲的上升沿、下降沿的边缘发生错位。这样的脉冲中边缘的错位，引起不稳定性。即，如果在输出帧内的数据区域期间频繁地使转换速率变化，则由于不稳定性的增大，在音频数据时会引起音质的恶化。
对此，如果按照上述的结构，仅在报头输出时变化转换速率，在报头以外，即在数据区域等中不使转换速率变化，所以可以消除伴随上述的不稳定性的产生带来的问题。因此在被发送的数据是音频数据时，可进行高品质音质的音频数据传送。
另外，本发明的光接收机，在上述的结构中，也可以构成为包括电源电压检测部件，检测对上述输出部件提供的电源电压的电压值，上述电源电压检测部件根据电源电压的电压值的变动，控制上述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率。
如果对输出部件提供的电源电压的电压值变动，则如前述那样，输出部件中的输出电阻变动，产生寄生电流的影响变大的情况。如果按照上述的结构，由电源电压检测部件检测出电源电压的电压值的变动，则电源电压检测部件进行对输出转换速率可变部件中输出的转换速率的控制。因此，可以减少在输出信号中叠加的寄生电流，可以减少输出信号中的不稳定性。
另外，本发明的光接收机，在上述的结构中，也可以构成为上述光电变换部件通过光纤接收数字音频信号。
按照上述结构，可以将通过光纤发送的数字音频信号变换为不产生不稳定性的优质的数字电信号。因此可以提供可输出音质优良的音频数字信号的光接收机。
在发明的详细说明的项目中举出的具体实施方式
和实施例，最终是使本发明的技术内容更明确，不应仅以这样的具体实施例进行限定并狭义地解释，在本发明的精神和记载的权利要求的范围内，可进行各种变更和实施。
权利要求
1.一种光接收机，其特征在于，包括光电变换部件，接收光信号，变换为电信号；输出部件，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；误操作检测部件，监视从所述输出部件输出的信号，检测误操作，所述输出部件具有使输出的转换速率变化的输出转换速率可变部件，同时所述误操作检测部件在检测出误操作时，进行控制使得所述输出转换速率可变部件中的传送速度降低。
2.如权利要求1所述的光接收机，其特征在于所述误操作检测部件通过监视输出信号的脉冲宽度来进行误操作的判断。
3.如权利要求2所述的光接收机，其特征在于所述误操作检测部件通过对在输出信号中包含的单位时间的边缘数进行计数来进行误操作的判断。
4.如权利要求3所述的光接收机，其特征在于所述误操作检测部件包括检测边缘的边缘检测部件；进行充放电电荷的电容器；切换部件，在由所述边缘检测部件检测出边缘时，进行切换，以使所述电容器设定在规定的电位；充放电部件，将所述电容器中存储的电荷按照规定的比例充电或者放电；积分电路，对所述电容的输出进行积分；比较部件，比较所述积分电路的输出值和规定的值。
5.如权利要求1至4的任意一项所述的光接收机，其特征在于所述输出部件包括由P沟道MOS FET组成的晶体管和N沟道MOS FET组成的晶体管构成的变换器，所述输出转换速率可变部件由在所述变换器和恒压源之间设置的可变电阻器，以及在所述变换器和接地线之间设置的可变电阻器构成。
6.如权利要求1至4的任意一项所述的光接收机，其特征在于所述输出部件包括由P沟道MOS FET组成的晶体管和N沟道MOS FET组成的晶体管构成的变换器，所述输出转换速率可变部件由在所述变换器和恒压源之间、以及在所述变换器和接地线之间设置的MOS FET组成的晶体管，和与所述各晶体管的栅极连接的可变电压电路构成。
7.如权利要求1至6的任意一项所述的光接收机，其特征在于，还包括报头检测部件，从构成由所述输出部件输出的信号的帧中检测报头，仅在由所述报头检测部件检测出报头的期间，所述误操作检测部件进行使所述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率降低的控制。
8.如权利要求5或6所述的光接收机，其特征在于，还包括电源电压检测部件，检测对所述输出部件提供的电源电压的电压值，所述电源电压检测部件根据电源电压的电压值的变动，控制所述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率。
9.一种光接收机，包括光电变换部件，接收光信号，变换为电信号；输出部件，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；电源电压检测部件，检测对所述输出部件提供的电源电压的电压值；所述输出部件包括使输出的转换速率变化的所述输出转换速率可变部件，同时，所述电源电压检测部件根据电源电压的电压值的变动，控制所述输出转换速率可变部件中的输出的转换速率。
10.如权利要求1至9的任意一项所述的光接收机，其特征在于所述光电变换部件通过光纤接收数字音频信号。
11.一种光接收机，包括光电二极管，接收光信号，变换为电信号；输出电路，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；误操作检测电路，监视从所述输出部件输出的信号，检测误操作，所述输出电路具有使输出的转换速率变化的输出转换速率可变元件，同时，所述误操作检测电路在检测出误操作时，进行控制使得所述输出转换速率可变元件中的输出的转换速率降低。
12.一种光接收机，包括光电二极管，接收光信号，变换为电信号；输出电路，根据由所述光电变换部件变换的电信号输出数字信号；误操作检测电路，监视从所述输出电路输出的信号，检测误操作，同时，在检测出误操作时，进行控制使得所述输出部件的输出信号的传送速度降低。
13.如权利要求11所述的光接收机，其特征在于所述误操作检测电路包括边缘检测电路，检测在输出部件的输出信号中包含的边缘；边缘计数电路，计数由所述边缘检测电路检测出的单位时间的边缘的数量；边缘数比较电路，比较由所述边缘计数部件计数的数和规定的数，如果该计数的数达到规定的值以上时，判断为发生误操作。
全文摘要
本发明提供一种光接收机，其中设置监视来自转换速率可变输出级的输出信号的误操作检测电路。误操作检测电路如果检测出输出信号中的误操作，则进行控制使得转换速率可变输出级中传送速度不降低的范围内的输出的转换速率减小。由此，可以由抑制光电二极管等光电变换部件和输出之间生成的寄生电流引起的对输出信号的不良影响。
文档编号H04B10/26GK1527254SQ20041000127
公开日2004年9月8日 申请日期2004年1月5日 优先权日2003年3月5日
发明者清水隆行, 村田武士, 士 申请人:夏普株式会社