专利名称：Qam接收器中的决策阈值的设定的制作方法
技术领域：
本发明涉及对无线通信中使用的调制信号的检测。更具体地，本发明涉及通信系统中的多级正交幅值调制(“M-QAM”)检测。
背景技术：
在数字通信系统中，在不同节点(例如，基站、移动电话)之间传送表示信息的数字码元，以交换信息。
通常使用被称为开放系统互连(“OSI”)模型的分层模型来描述通信系统。该模型中的最低层(其中传送由多个比特构成的信息流)通常被称为物理层，并且通常在不同的物理信道上传送信息。物理信道根据该结构，以预定的质量提供服务。在简化的描述中，物理信道包括以预定格式形成多个比特、编码、交错、载波的调制、通过介质的传输、下转换、解调、解交错以及前向纠错。此外，对于正常操作需要许多其它功能，例如时间和频率的同步以及信道估计。通常在物理信道上的信息码元之间传送导频码元。随后在接收器中使用这些导频码元，以实现同步和信道估计。信道估计描述了所传送的码元如何受到信道(包括调制器、TX前端、介质、RX前端以及解调器)的影响，并被用于在接收器中重构该信号。另外，信道估计有助于确定无线信道的响应，使得可以在接收机处对无线信道的响应进行补偿。
物理信道可以有专用信道、共享信道以及广播信道三种类型。广播信道承载提供给所有或一组用户的信息，而共享信道是可以由多个用户使用的数据信道。专用物理信道一次仅由一个用户使用。
介质承载不同节点的天线之间的电磁或光信号。在无线通信系统中，介质由“自由空间”构成，并且信号为在该介质中传播的电磁波。
基站通常使用多个物理信道进行传输。在时分多址(“TDMA”)系统中，使用时间(如果使用多载波，则使用频率)来分离来自相同基站的多个物理信道。在频分多址(“FDMA”)系统中，仅使用频率来分离不同的物理信道。在码分多址(“CDMA”)系统中，使用码(如果使用多载波，则使用频率)来分离不同的用户。
在接收器处，对所接收的信号进行处理，以获得数字抽样的序列或流，在此称为“所接收的样本”或“所接收的样本流”，并且这些样本可以表示为复数。例如，可以对所接收的信号进行滤波、放大，以及使用同相和正交本机振荡器将其下变频混合为基带，并且在模数(“A/D”)转换和同步处理以后，可以获得所接收的复样本的流。复样本流中的每一个样本r(n)都可以表示为实分量和虚分量之和，即，r(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)表示样本的同相分量，Q(n)表示样本的正交分量，而n表示样本时间指数。
较新的第三代(“3G”)移动通信系统主要采用宽带码分多址(“WCDMA”)技术。最近已在第三代伙伴工程(“3GPP”)标准化组织中对被称为高速下行链路分组接入(“HSDPA”)的WCDMA标准的扩展进行了标准化。HSDPA将诸如高阶调制和增量冗余的已知技术引入到3GPP通用移动电信系统(“UMTS”)标准中。在HSDPA中引入的高阶调制为M-QAM，更具体地为16态正交幅值调制(“16-QAM”)，其有效地使得现有系统所使用的每个无线信道能够传送的比特数量加倍。
一般而言，通过将两个四级脉冲幅值调制(“PAM”)信号调制到两个相应的正交载波(I和Q)上，以提供42＝16种可能的码元表示，来实现16-QAM。因此，16-QAM码元包括基于相应的I或Q正交载波的相位信息以及幅值信息。相比而言，正交相移键控(“QPSK”)检测仅包括相位信息。
WCDMA系统中的接收器还依靠基准信号(例如，时间复用的导频码元或编码复用的导频信道)来计算无线信道的响应的估计值(estimate)。通常，为此每个时隙都估计一次公共导频信道(“CPICH”)的信道增益和相位。该CPICH是仅包括相关相位信息的QPSK调制信道，因此仅提供相位基准。在高速物理下行链路共享信道(“HS-PDSCH”)上传送的16-QAM数据需要对相位和幅值信息进行处理，以恢复该数据中的信息。因此，为了除相位基准之外，还建立用于信道估计和码元检测的振幅基准，必须确定对于接收器未知的CPICH和HS-PDSCH之间的增益偏移。
在不估计增益偏移的情况下，不能建立对应16-QAM群集(constellation)的决策界限以进行正确的检测。图1中示出了平均功率为ES＝2的归一化16-QAM群集的示例。该群集包括16个等概率的群集点100-115以及决策边界的网格120-125。由于无线信道随时间而改变原始信号的增益和相位，所以必须持续更新决策边界120-125，这需要存储信息，直到可以估计决策边界120-125为止。因此，当对CPICH/HS-PDSCH增益差异进行估计的速度增大时，接收器中的存储器需求减小。因此，优选地，尽可能快地估计该增益差异，以节省开销。因此，增益差异估计器应该能够快速地(优选地在大约半个时隙内)估计该增益差异。
已经公开了一些方法，用于估计M-QAM中的决策边界。例如，在“AMethod for Blind Determination of Pilot to Data Power Ratio forQAM Signals”，TSG-RAN Working Group 1#21，August 27-31，2001中，决策边界的估计基于导频信道的功率和数据信道的功率之间的比值的估计。这种方法的缺点包括下述的事实需要滤波和两个估计值之间的除法运算。因此，该方法非常复杂，并导致产生带有噪声的决策边界估计值。
其它的估计方法要求决策边界的估计基于信号功率估计(然后对估计值进行非线性变换)。该方法的缺点也包括由于该非线性变换而导致的复杂性和带有噪声的估计值。
以上方法的问题在于需要复杂的计算，这导致了较慢的估计速度(该较慢的估计速度导致存储器方面的开销增大)以及带有噪声的决策边界估计值。因此，在通信系统中，存在对于更快、更简单以及产生更少噪声的M-QAM检测的需求。
发明内容
应该强调，术语“包括(comprises)”和“包括(comprising)”在用于本说明书以及权利要求书中时，用于说明所述特征、步骤或组成部分的存在；但是这些术语的使用并不排除存在或附加有一个或更多个其它特征、步骤、组成部分或它们的组。
描述了一种用于对所接收的信号(例如，CDMA系统中的，或者更具体地，能够执行HSDPA的WCDMA系统中的16-QAM信号)进行快速并且简单的M-QAM检测的系统和方法。根据一个方面，一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的方法包括对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息。对多个码元确定同相分量的幅值信息的绝对值的平均值。对多个码元确定正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值。根据同相和正交相分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的系统包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑。包括附加逻辑，用于对多个码元确定同相分量的幅值信息的绝对值的平均值，对多个码元确定正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值，以及根据同相和正交相分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的方法包括对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息。对多个码元同时确定同相分量和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值。根据同相和正交相分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的系统包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑。包括附加逻辑，用于对多个码元确定同相和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值，并根据同相和正交相位分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，一种计算机可读介质包含用于估计M-QAM码元群集决策边界的计算机程序。该计算机程序包括多个指令，用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息，对多个码元确定同相分量的幅值信息的绝对值的平均值，对多个码元确定正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值，以及根据同相和正交相分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，一种用户设备，用于在由该用户设备接收到信号时估计M-QAM码元群集决策边界，该用户设备包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑。包括附加逻辑，用于对多个码元确定同相分量的幅值信息的绝对值的平均值，对多个码元确定正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值，以及根据同相和正交相分量的所确定的平均绝对值来确定基准坐标，以产生决策边界估计值。
根据另一方面，可选地，可以对决策边界估计值进行偏差补偿。估计所接收信号的信扰比(“SIR”)，并将其用于确定适当的偏差补偿，以产生经偏差校正的决策边界估计值。例如，可以从多个预定值的表中选择偏差补偿值，其中，所选择的偏差补偿值与包括所确定的SIR的SIR范围相对应。所选择的偏差补偿值被应用于该决策边界估计值。
对于本领域的技术人员，通过结合附图阅读优选实施例的以下详细说明，本发明的其它目的和优点将变得明了，在附图中，使用相同的标号来表示相同的单元，其中图1表示归一化16-QAM群集的示例；图2是表示根据本发明的一个方面，针对SIR的决策边界估计的曲线图；图3是表示根据本发明一个方面的边界估计系统的方框图；图4是表示根据本发明另一方面的具有偏差补偿的边界估计系统的方框图；图5是表示根据本发明一个方面的边界估计方法的流程图；以及图6是表示根据本发明另一方面的具有偏差补偿的边界估计方法的流程图。
具体实施例方式
现将根据可以由计算机系统的多个单元执行的多个序列的动作，结合示例性实施例来说明各个方面。例如，可以认识到，在各个实施例中，可以通过专门的电路或线路(例如，互连以执行专门功能的离散逻辑门)、通过由一个或更多个处理器执行的程序指令，或者通过两者的组合来执行该各个动作。因此，可以通过多种不同的形式来实施该各个方面，并且所有这些形式都被认为处于所描述内容的范围内。对于该各个方面中的每一个，任何这种形式的实施例在此都可以指“被构造用来执行所述动作的逻辑”，或者另选地，是指“执行或者能够执行所述动作的逻辑”。
可以在由指令执行系统、设备或装置使用的或者与指令执行系统、设备或装置相结合的任何计算机可读介质中实施该多个序列的动作，该指令执行系统、设备或装置例如为基于计算机的系统、包含处理器的系统，或者可以从介质获取指令并执行这些指令的其他系统。
如在此所使用的，“计算机可读介质”可以是能够包含、存储、传达、传播、或传送程序，以由指令执行系统、设备或装置使用的或与指令执行系统、设备或装置相结合的任何装置。该计算机可读介质例如可以是但不限于电子、磁、光、电磁、红外或半导体系统、设备、装置或者传播介质。该计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽列举)可以包括具有一根或更多根导线的电连接、便携式计算机磁盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪存)、光纤，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。
为了对M-QAM信号(例如16-QAM调制信号)进行检测，必须估计决策边界。如在以前的方法中那样，首先估计能量然后估计决策边界会增加不必要的复杂性，因此降低了估计速度。根据本发明的一个方面，估计了每信道延迟的相移，这提供了执行决策边界的良好估计的足够信息。
可以根据导频信道(例如根据WCDMA系统中的CPICH)来确定每信道延迟的相移。在数学上，可以将在RAKE接收器处接收并解扩的由dki表示的信道延迟i的第k数据码元建模为dki=αhiuk+ei,i=1,...,Nf]]>表达式(1)
其中hi为指(finger)i的复值信道抽头(channel tap)；uk为第k M-QAM码元；ei为噪声；Nf为RAKE接收器中所识别的信道延迟的数量；以及α为比例因子。
比例因子α与对于整个16-QAM群集进行了平均的数据码元(例如，HS-PDSCH数据码元)的均方根(RMS)值成比例。这使得实际数据码元的平均功率被归一化为1，即，ε|u|2＝1，根据导频信道获得的信道估计值为h^i≈βhi,]]>其中β是与导频码元的RMS值成比例的比例因子。实际上，当应用于支持HSDPA的系统时，对于16-QAM群集对α进行平均，而对于QPSK群集对β进行平均。
然后，可以将来自RAKE组合器的在时刻k的组合接收值dk表示为dk=H^HRe-1Dk]]>表达式(2)其中 为估计信道抽头权重 Re为噪声和干涉的估计协方差函数，并且Dk=[dk1,...,dkN]T.]]>如本领域的技术人员可以理解的，表达式(2)包括经典的最大比例组合(例如，Re=diag(σ12,...,σN2)]]>)以及附加的高级组合器结构(例如，G-RAKE)两者的表达式。此外，假设信道估计值是精确的，即H^H≈β[hi*,...,hN*],]]>则可以将表达式(2)表示为dk={αβHHRe-1H}uk+βHHRe-1e]]>表达式(3)由于αβHHRe-1H为二次形式，因此为实值，所以该决策变量为被M-QAM码元(除了噪声项以外)乘过的比例因子(αβHHRe-1H)。在假设16-QAM码元为等概率的情况下，可以通过确定基准点 将决策边界的网格估计为D^=12N(Σk=1N|Redk|+Σk=1N|Imdk|)]]>表达式(4a)
其中，N为所接收的解扩16-QAM码元的数量。
因此，根据表达式(4a)，可以将决策边界的估计值表示为根据下述的单个值确定的群集中的基准点，该单个值与N个码元的同相(实)分量幅值Redk以及正交相(虚)分量幅值Imdk的绝对值的总和的平均值相对应。由于该基准点的I坐标和Q坐标相同，所以可以使用该单个基准值来确定该群集中的基准点的坐标，其中如图1所示，该群集是对称的。该基准点表示该群集的坐标点的估计值，根据该基准点可以容易地计算决策边界。这通过利用内在的对称性而简化了计算。当所发送码元的I分量的增益基本上等于所发送码元的Q分量的增益时，该群集是对称的。可以在考虑偏移的情况下容易地计算决策边界。
然而，在这种情况下，当该信号群集不对称(即，在码元的I分量和Q分量之间存在增益偏移)时，分别对I和Q信道中的每一个的幅值信息进行校正和平均。如下所示，确定基准点的独立的I和Q坐标值 和 D^I=1N(Σk=1N|Redk|),D^Q=1N(Σk=1N|Imdk|)]]>表达式(4b)坐标值 和 表示基准点，该基准点表示该群集中的坐标的估计值，可以根据该基准点来估计决策边界网格。可以考虑偏移来容易地计算该决策边界。
在对称或不对称的情况下，确定该基准点，并计算决策边界，而不需要象现有技术的方法那样进行非线性变换。相关的计算非常简单，从而可以通过硬件或软件来获得和实现。
图2的曲线图与基于信号功率或方差进行决策边界估计的传统方法相对比地表示了根据本发明该方面的适当使用表达式(4a)或(4b)针对SIR(Es/N0)的决策边界估计方法的精度。如图2所示，与基于信号功率/方差的传统方法的估计值220相比，根据本发明该方面的估计值210相对于决策边界值200表现出较小的偏差。基于信号功率/方差的估计值220中存在的较大偏差是由于使用诸如平方根的非线性变换而导致的。除了较大的偏差以外，这种基于功率/方差的估计值还易于导致带有较大噪声的边界估计值。因此，申请人的方法不仅在实现方面比传统的边界估计方法更简单和快速，并且还具有较低的偏差，这导致带有较小噪声的边界估计值。
然而，由于16-QAM对于决策边界的误差非常敏感，所以在16-QAM解调中，即使该较小的偏差量也是不希望有的。例如，对于HSDPA，仅可以容许高至6-7％的决策边界误差。因此，根据本发明的另一方面，公开了一种用于对该偏差进行补偿以提供更精确的边界估计值的技术。
根据以下关系，估计偏差取决于SIRϵ(D^)=D+f(SIR)]]>表达式(5)其中f(SIR)是随着SIR减小而增大的函数。
由于偏差项f(SIR)取决于我们希望估计的SIR，所以可以使用拔靴法(bootstrap method)来消除该偏差项。拔靴法涉及统计分析，该统计分析使用模拟来计算标准误差，然后可以对该标准误差计算补偿值，例如偏差校正值。可以使用数学公式来计算该补偿值，以对误差进行补偿。这些值可以根据需要进行计算，例如，每次SIR发生很大变化时，或者可以通过计算预先确定，并参照SIR值列成表格。
如根据图2可知，该偏差对于高SIR问题不大。此外，拔靴偏差消除对于决策边界估计值的方差的增大具有负面影响。因此，可以将对于偏差校正的需求限制为低SIR。在定量方面，当该偏差大于特定的阈值(可以将该阈值指定为SIR阈值，SIRthreshosd)时，HS-PDSCH上的块误差率(“BLER”)急剧下降。因此可以将拔靴法表示为D~=D^-B^]]>表达式(6)其中 来自表达式(6)，而 为所计算的偏差校正项。优选地，对于不同的SIR值范围预先确定该偏差校正项 并将其列成表格。例如，可以根据下面的表达式(7)来预先确定该偏差校正项 并将其列成表格。
表达式(7)其中a为常数。
尽管可以通过如表达式(7)所示的两个列表值来表示该偏差校正项 但是还可以基于多个SIR阈值对其它的增量校正值进行列表，以提高偏差校正的精度。例如，下面的表达式(8)表示四个列表值，0和常数a、b、c，以及对应的增量SIR阈值。当然，可以采用更大的表格，以获得偏差校正的更大分辨率。
表达式(8)图3表示根据本发明一个方面的边界估计系统的方框图。在前端接收器300中，对所接收的信号进行下转换和数字抽样。将数字样本存储在缓冲器310中，将该缓冲器的输出(yt)提供给信道估计器320，该信道估计器320对导频信道进行解扩，并估计各个无线信道抽头的信道权重 还将来自该缓冲器的输出提供给RAKE接收器330，该RAKE接收器330对数据信道进行解扩，并将信号组合为所接收的16-QAM码元估计值。将来自信道估计器320的信道抽头估计值 提供给RAKE接收器330。将根据表达式(2)确定的RAKE接收器330的输出dk提供给决策边界估计器340，该决策边界估计器340计算基准点 (或者 )，并且根据下面参照图5所述的本发明的一个方面来估计决策边界。然后，将所估计的决策边界转发给检测器350，以计算对数似然率(log likelihoodratio)，随后在信道解码器(未示出)中使用该对数似然率进行解码。
图5的流程图表示根据本发明一个方面的在决策边界估计器340中执行的决策边界估计方法。为同相(I)和正交相(Q)信道两者确定N个所接收的解扩码元的幅值信息(步骤500)。根据以上表达式(4a)或(4b)计算N个码元的平均幅值(步骤510)，以确定对应的基准点。基于该基准点估计决策边界(步骤520)。使用表达式(4a)或(4b)的线性计算来快速并高效地计算平均幅值，这减少了开销(例如存储器需求)，并且产生了带有较少噪声的边界估计值。
由于使用了较高阶的调制，所以如果需要，可以对该基准点进行比例缩放(scale)(步骤530)。例如，在处64-QAM信号的情况下，需要三个基准点，该三个基准点中的每一个都可以在控制单元460中根据16-QAM基准点的比例缩放版本而获得。如果表达式(4a)得到基准点D^=4,]]>则该基准点成为用于64-QAM信号的三个基准点的中值。通过例如0.5和1.5的乘法因子对 的值进行比例缩放，来获得其它的基准点2和6，以使得D^1=2,]]>D^2=4]]>而D^3=6.]]>根据本发明的另一方面进行偏差补偿，以提高决策边界估计精度。由于决策边界估计值主要在低SIR的情况下产生偏差(参见表达式(5))，所以在低SIR的情况下，16-QAM检测优选地包括偏差校正。
图4是表示根据本发明另一方面的具有偏差校正的边界估计系统的框图。在前端接收器400中对所接收的信号进行下转换并进行数字抽样。将样本存储在缓冲器410中。将该缓冲器的输出(yt)提供给信道估计器420，该信道估计器420对导频信道进行解扩，并估计各个无线信道抽头的信道权重 还将来自该缓冲器的输出提供给RAKE接收器430，该RAKE接收器430对数据信道进行解扩，并将信号组合进所接收的16-QAM码元估计值。将来自信道估计器420的信道抽头估计值 提供给RAKE接收器430。将根据表达式(2)确定的RAKE接收器430的输出dk提供给决策边界估计器440，该决策边界估计器440计算基准点 (或者 )，并根据下面参照图6进一步说明的本发明的一个方面来估计决策边界。
将决策边界估计值转发给控制单元460，该控制单元460根据上述拔靴法对偏差进行校正。控制单元460还考虑偏差校正中的可以用于说明实际信道增益如何变化的其它信息(由表达式(3)中的因子β表示)，例如对于公共导频信道CPICH的SIR估计值。此外，该控制单元还可以考虑与对于HS-PDSCH的功率设置相关的其它信息(由表达式(3)中的因子α表示)。这些因子可以包括与对于HS-PDSCH的以前功率设置、当前调制和信道码率以及当前HS-PDSCH块是否为重传块相关的历史信息。例如，当该当前HS-PDSCH块为重传块时，功率设置α可以大大低于最初传输块的功率设置。于是，HS-PDSCH SIR可能变化很大。
在检测器450中，使用进行了经偏差校正的决策边界估计值D~=D^-B^]]>来检测所估计的16-QAM码元，并计算所接收比特的对数似然率。然后在信道解码器(未示出)中对该对数似然率进行信道解码，使得可以在接收器中进行进一步的处理。
图6的流程图表示根据本发明该方面的在决策边界估计器440和控制单元460中执行的偏差校正决策边界估计方法。为同相(I)和正交相(Q)信道两者确定N个所接收的解扩码元的幅值信息(步骤600)，并且在决策边界估计器440中，根据表达式(6)计算N个码元的平均幅值(步骤610)。
基于平均幅值(来自步骤610)和信号强度以及通过信道估计器420使用公知技术进行的导频信道的干涉估计，来估计SIR值(步骤620)。对于数据信道，使用公知技术对导频信道的干涉估计值进行比例缩放。在Johan Nilssor等人的题目为“Methods and Apparatus for ChannelEstimation Using Plural Channels”的美国专利申请No.09/996,513(在此通过引用将其并入)中描述了一种这样的公知技术。
一旦估计了SIR，就可以在控制单元460中使用上述的拔靴法(例如，使用根据表达式(7)或(8)的列表值或其它表格)来确定对应的偏差补偿值。在控制单元460中根据表达式(6)，使用该偏差值对平均幅值进行补偿(步骤640)，并确定基准点。由于使用了较高阶的调制，所以如果需要，可以如上所述对基准点进行比例缩放(步骤650)。
在控制单元460中，基于该基准点产生经补偿的决策边界估计值，并将其提供给检测器450，以如上所述进行检测。
尽管上述说明主要针对16-QAM，但是本领域的技术人员应该理解，所要求保护的系统和方法并不限于这种情况。例如，更高阶调制的情况(例如，64-QAM、256-QAM等)也在所要求保护的系统和方法的范围内。例如，对于64-QAM的情况需要三组决策边界；然而，如上所述，这些附加的边界仅是16-QAM情况的比例缩放版本。
本领域的那些普通技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和实质特点的情况下，可以通过各种特定的形式来实施本发明。在所有的方面，在此公开的实施例都被认为是说明性的而不是限制性的。本发明的范围由所附权利要求限定，而不是由上述说明来限定，并且旨在涵盖落入所附权利要求的等同物的含义和范围内的所有变化。
权利要求
1.一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的方法，包括以下步骤对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息；对所述多个码元确定所述同相分量的幅值信息的绝对值的平均值；对所述多个码元确定所述正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值；以及基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准坐标。
2.根据权利要求1所述的方法，包括以下的附加步骤对所确定的基准坐标进行偏差补偿，以产生经偏差校正的决策边界估计值。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述偏差补偿基于所接收信号的估计信扰比(SIR)。
4.根据权利要求3所述的方法，其中进行偏差补偿的所述步骤包括从多个预定值的表中选择偏差补偿值，所述选择的偏差补偿值与包括所估计SIR的SIR范围相对应。
5.根据权利要求4所述的方法，其中从所述基准坐标中减去所述偏差补偿值，以进行偏差补偿。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所接收的信号为通信系统中的数据信道。
7.根据权利要求6所述的方法，其中所述数据信道是高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所接收的信号是16-QAM调制信号。
9.根据权利要求1所述的方法，包括以下的附加步骤当所接收的信号为较高阶M-QAM调制信号时，对所述基准坐标进行比例缩放，以获得多个空间基准坐标。
10.一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的系统，其包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑；用于对所述多个码元确定所述同相分量的幅值信息的绝对值的平均值的逻辑；用于对所述多个码元确定所述正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值的逻辑；以及用于基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准坐标的逻辑。
11.根据权利要求10所述的系统，还包括用于对所确定的基准坐标进行偏差补偿以产生经偏差校正的决策边界估计值的逻辑。
12.根据权利要求11所述的系统，其中所述偏差补偿基于所接收信号的估计SIR。
13.根据权利要求12所述的系统，其中执行偏差补偿的所述逻辑包括用于从多个预定值的表中选择偏差补偿值的逻辑，所选择的偏差补偿值与包括所述估计SIR的SIR范围相对应。
14.根据权利要求13所述的系统，其中从所述基准坐标中减去所述偏差补偿值，来进行偏差补偿。
15.根据权利要求10所述的系统，其中所接收的信号是通信系统中的数据信道。
16.根据权利要求10所述的系统，其中所接收的信号是16-QAM调制信号。
17.根据权利要求10所述的系统，包括下述的附加逻辑，该附加逻辑用于在所接收的信号为较高阶M-QAM调制信号时，对所述基准坐标进行比例缩放，以获得多个空间基准坐标。
18.一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的方法，包括以下步骤对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息；对所述多个码元确定所述同相分量和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值；以及基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准值。
19.根据权利要求18所述的方法，包括以下的附加步骤对所确定的基准值进行偏差补偿，以产生经偏差校正的决策边界估计值。
20.根据权利要求19所述的方法，其中所述偏差补偿基于所接收信号的估计SIR。
21.根据权利要求20所述的方法，其中进行偏差补偿的所述步骤包括从多个预定值的表中选择偏差补偿值，所述选择的偏差补偿值与包括所述估计SIR的SIR范围相对应。
22.一种用于估计所接收信号的M-QAM码元群集决策边界的系统，其包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑；用于对所述多个码元确定所述同相分量和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值的逻辑；以及用于基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准坐标的逻辑。
23.根据权利要求22所述的系统，还包括用于对所确定的基准坐标进行偏差补偿以产生经偏差校正的决策边界估计值的逻辑。
24.根据权利要求23所述的系统，其中所述偏差补偿基于所接收信号的估计信扰比(SIR)。
25.根据权利要求24所述的系统，其中执行偏差补偿的所述逻辑包括用于从多个预定值的表中选择偏差补偿值的逻辑，所述选择的偏差补偿值与包括所述估计SIR的SIR范围相对应。
26.一种计算机可读介质，其包括用于估计M-QAM码元群集决策边界的计算机程序，其中该计算机程序执行以下步骤对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息；对所述多个码元确定所述同相分量的幅值信息的绝对值的平均值；对所述多个码元确定所述正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值；以及基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准坐标。
27.根据权利要求26所述的计算机可读介质，其中所述计算机程序执行以下的附加步骤对所确定的基准坐标进行偏差补偿，以产生经偏差校正的决策边界估计值。
28.根据权利要求27所述的计算机可读介质，其中所述偏差补偿基于所接收信号的估计信扰比(SIR)。
29.根据权利要求28所述的计算机可读介质，其中进行偏差补偿的所述步骤包括从多个预定值的表中选择偏差补偿值，所述选择的偏差补偿值与包括所述估计SIR的SIR范围相对应。
30.一种用户设备，用于在该用户设备接收到信号时，估计M-QAM码元群集决策边界，该用户设备包括用于对多个码元确定所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息的逻辑；用于对所述多个码元确定所述同相分量和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值的逻辑；以及用于基于所述同相和正交相分量的所确定的平均绝对值，确定用于产生所述决策边界估计值的基准坐标的逻辑。
全文摘要
描述了一种通过估计决策边界来对诸如16－QAM信号的所接收信号进行快速和简单的M－QAM检测的方法和系统。对多个码元采集所接收信号的同相和正交相分量的幅值信息。对该多个码元确定同相和正交相分量的幅值信息的绝对值的平均值。同相和正交相分量的所确定的平均绝对值提供用于产生决策边界估计值的基准值。基于所接收信号的估计信扰比(SIR)的估计值用于产生经偏差校正的决策边界估计值。
文档编号H04L27/38GK1817017SQ200480018741
公开日2006年8月9日 申请日期2004年6月3日 优先权日2003年6月30日
发明者彼得·马尔姆, 本特·林多夫, 安德里亚·塞德格伦 申请人:Lm爱立信电话有限公司