专利名称：具有电压泵的麦克风的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有电压泵和麦克风前置放大器的集成电路。
背景技术：
多年来，用于通信应用(即，移动电话)的优选类型的麦克风曾经是驻极体麦克风。这种类型的麦克风基于电容器的原理，所述电容器由构成麦克风的膜的可移动部件和另一个部件，例如所谓的麦克风背板组成。麦克风部件中的一个，最好是所述膜，被提供俘获的电荷，所述膜也被称为驻极体层。
然而，近年来，麦克风在工作时也由直流电压源向其提供电荷。这些麦克风包括通常的电容式麦克风和MEMS麦克风，它们正在通信应用场合中被使用。
可以用两种不同方法来实现没有驻极体层的麦克风。这就是说，一方面，按照传统方法，各部件被制成金属部件以便安装在盒子中(它通常形成麦克风的电容器板和背板)。
另一方面，近年来，通常用于集成电路的硅也已经被用于机械结构的制造。这种技术通常被表示为MEMS。用MEMS技术和传统技术制造的麦克风之间的差别主要是所涉及的工艺和公差。即，MEMS技术要求洁净室和硅技术。硅技术的精度较高，其成本也较高。
这两种类型的麦克风的特性在于，麦克风的电容通常较小，并且所需的偏置电压也较小。这是由于这样一个事实，即，以硅实现的麦克风必须更小一些才能在价格上有竞争力。这意味着即使这两种类型的麦克风的原理相同，但是硅麦克风被不同地优化。即，硅麦克风的膜面积典型地为1平方毫米(mm2)，气隙为1-2微米(μm)，电容为1皮法(pF)，以及偏置电压为10伏(V)。而对传统麦克风来说，面积＝3平方毫米(mm2)，气隙＝10-15微米(μm)，电容为3皮法(pF)，以及偏置电压为30-40伏(V)，甚至更大的偏置电压。
由于麦克风电容器上的电荷必须保持恒定，以便保持声压和跨电容器部件两端的电压之间的比例关系，所以，重要的是，不要引入麦克风的任何放电。
因此，为了从所述电容器拾取麦克风信号，优选以提供高输入电阻为主要目标的放大器，以便在电容器和为其它目标而优化的电路之间建立缓冲。被连接拾取麦克风信号的放大器典型地被称为前置放大器或缓冲放大器或简称为缓冲器。典型地，所述前置放大器非常靠近所述电容器物理连接—处于几毫米或几分之一毫米的距离内。
对小尺寸的麦克风来说，可在麦克风部件其中之一上存储的电荷量十分有限。这就助长了对高输入电阻的要求。因而，用于小尺寸麦克风的前置放大器的输入电阻必须极高—处于吉欧姆(Giga ohm)的量级。此外，这个放大器的输入电容必须非常小，以便获得对声压的良好灵敏度。
具有集成前置放大器的通信用麦克风以非常低的价格被大量销售。由于通信用麦克风的成本直接与前置放大器芯片的尺寸有关，所以重要的是，为了降低成本的目的，前置放大器的管芯应当尽可能小。
这样，显而易见，需要具有增益和非常低输入电容以及可能最小的前置放大器管芯面积的麦克风前置放大器。此外，低噪声也是重要的。低噪声之所以重要，是因为噪声可以与面积交换—即，如果所述电路具有低噪声，并且噪声低于所要求的，则噪声电平开销可以与较小的芯片面积进行交换，并且因此，有可能以较低成本来制造所述前置放大器。
然而，由于低价格是以牺牲灵敏度为代价的，所以用于通信目的的麦克风的灵敏度较低。从市场远景来看，存在把麦克风的较高灵敏度和前置放大器组合在一起的需求。因此，前置放大器的增益有待于提高以满足此种需求。此外，在音频范围内还存在对低噪声的需求。还有，为了在满足高灵敏度要求的同时保证良好的信噪比，前置放大器的输入电容应当很小，以避免来自麦克风的信号的不必要损失(从等效电路来看，所述麦克风信号连接于由电容构成的分压器)。
由于前置放大器所占用的芯片面积应当尽可能小以便获得相对地低的成本，所以前置放大器也必须尽可能小。由于从助听器获知的放大器配置通常在芯片面积方面尚未被优化到同等程度，所以这些配置是不适用的。而且，人们应当记住，应用在助听器中的缓冲器或放大器没有被配置成提供在通信应用中所使用的低灵敏度麦克风所需的如此高的增益水平。在助听器芯片中，由于需要缓冲器来避免过载，所以对相同的噪声性能来说，需要更大的空间。
可以通过相对高的直流电源电压或者通过一种制造工艺(在其中，在电容器部件中的一个，例如可以用聚四氟乙烯制成的膜上，俘获静电荷)来提供麦克风电容器上的电荷。在通信应用中，优选已经被施加静电荷的麦克风类型，因为这种类型不需要由直流电压来提供电荷的电路。然而，已经发现，当这种类型(的麦克风)暴露于相对高的温度时，有可能失去电荷。此外，例如在焊接工艺中，这样的麦克风需要精心管理和安装，上述工艺使所述麦克风暴露于高温。当所述麦克风已经失去其静电荷时，所述麦克风作为声换能器的能力减小，并且这将是很不适当的而不可能重建电荷。
对通信麦克风来说，噪声也是重要的参数。典型地，主要的噪声源涉及麦克风中的前置放大器。但是当在芯片上纳入了开关和/或振荡电路时，具有瞬变信号的周围/邻近电路/电路路径可能成为主要的噪声源。此外，当含有噪声的信号和另一个信号(例如麦克风信号)在同一路径或端口上传输时，这个含有噪声的信号将构成主要的和直接的噪声源，其噪声影响可能是难以抑制的。
当为麦克风设计采用CMOS技术的前置放大器时，通常有3种噪声源。这些源是来自偏置电阻的噪声、来自输入电阻的1/f噪声以及来自输入晶体管的白噪声。我们假定输入晶体管的噪声是主要的。通过优化(各)输入晶体管的长度和宽度，能使白噪声和1/f噪声最小化。这适用于任何输入级，例如单晶体管级或者差分级。来自偏置电阻的噪声也可以被最小化。如果所述偏置电阻做得很大，则来自所述电阻的噪声将被高通滤波，同时带内噪声将非常低。这带来了这样的效果，即，所述放大器的带宽下限将非常低。由于所述放大器的输入仅在接通电源的一个相当长的时段之后才稳定于标称值，所以这可能成为一个问题。此外，例如由门的撞击声或者汽车中的隆隆声所引起的具有强大低频成分的信号可能使所述放大器过载。另一个相关的问题就是在安装麦克风模块里面的管芯时所引起的小的漏电流。由于极高的输入阻抗，这样的电流将建立直流偏移。这将降低所述放大器的过载余量。
US 2003/0235315-A1公开了一种数字麦克风，包括驻极体电容式麦克风、前置放大器、限幅器和∑-Δ调制器，用于提供响应于在驻极体麦克风上的声压的数字输出比特流。所述∑-Δ调制器以高(过采样的)比特率提供单比特流输出。在使用大几何尺寸模拟集成电路技术的集成电路上实现前置放大器、限幅器和∑-Δ转换器。所述麦克风应用于蜂窝电话之中。
US 2002/0071578公开了一种麦克风，在其外壳中包括驻极体电容式麦克风和结型场效应晶体管(JFET，Junction Field EffectTransistor)类型的前置放大器。所述前置放大器被集成在第一集成电路上，并且向第二(外部的)集成电路提供麦克风输出信号。所述输出信号被连接到第二(外部的)集成电路上的∑-Δ模拟—数字转换器的输入积分器。所述输入积分器为所述结型场效应晶体管提供偏置。
发明内容
提供了一种被配置提供麦克风输出信号的集成电路，包括被连接以接收输入信号的前置放大器，上述输入信号由可以相对于第二麦克风部件移动的第一麦克风部件产生；以及向每一个麦克风部件提供偏置电压的电压泵。
因而，由于麦克风的灵敏度与在麦克风部件其中之一上所提供的电荷密切相关，所以提供了对麦克风部件之一上的声压更加敏感的麦克风输出信号。与此相结合，由前置放大器提供麦克风输出信号，上述前置放大器提供具有期望增益的作为缓冲的输出信号的输出信号。
由于前置放大器和电压泵被实现为半导体衬底上的集成电路，所以麦克风元件和所述集成电路的紧密集成是可能的。此外，由于为所述麦克风以及麦克风输出信号的进一步信号处理提供电工作条件的其它电路系统不需要向所述麦克风提供高偏置电压，所以与前置放大器和电压泵集成在一起的麦克风的多样性有所增加。由于偏置电压显著地高于集成电路技术的一般标称电压电平，所以这是一个重大的改进。偏置电压可以高达10、20伏，甚至60伏上下，而一般标称电压电平约为3或5伏。
有利地，所述集成电路被配置以振荡器驱动的电压泵，以便向每一个麦克风部件提供偏置电压；并且所述振荡器被配置成抽取在由所述振荡器提供的信号周期中基本上相等水平的电流。由此，特别是当经由共享端子(和路径)来提供麦克风输出信号和工作电源时，麦克风信号的品质得以提高。由于所述振荡器抽取更加恒定水平的电流，所以能做到这一点。否则，随着所述振荡器在逐个半周期中抽取不同水平的电流，所述麦克风输出信号将出现电平移动。此外，所述振荡器将产生较低的开关噪声。
在一个适当的实施例中，所述振荡器包括具有可以用电荷来充电的元件的路径，并且其中，由所述振荡器控制所述路径，以便通过从公共源抽取的电流，交替地充电不同路径的不同元件。采取电容器的形式的所述元件被交替地充电，并且被连接到对电平敏感的触发器，以便提供180°移相的方波形状振荡器信号。
最好是，所述电压泵具有第一泵级以及第二泵级，在第一泵级，具有电压脉冲电平的振荡信号被泵激到较高的电压脉冲电平，在第二泵级，借助于工作在第一级所提供的具有较高的电压脉冲电平的振荡器信号的电路，将电压电平泵激到更高的电平。由此，提供了一种节省面积的电压泵。特别是对通信用麦克风来说，这是一个重要的参数。
所述集成电路可以包括第一部分，它被配置用于以在等于或低于标称电压电平的电操作的电路元件布局，以及第二部分，它被配置以用于在高于标称电压电平的电操作的电路元件布局。第一部分也被表示为低压部分，同时，第二部分被表示为高压部分。高压部分中的部件大于低压部分中的部件。电压泵的跨部分实施为所述泵提供了更加节省芯片面积的实施方式。
当在低压部分提供的振荡器信号的脉冲振幅基本上等于低压部分的标称电压时，所述高压部分可以被配置以简单的电压泵。这样就给出了使用能承受高电压的廉价寄生部件来实现所述泵的优点。
一般地说，在集成电路中，要提供涉及基本上高于标称工作电压的电压的反馈是很麻烦的。因此，在一个适当的实施例中，所述第一电压泵级的输出信号作为反馈信号提供给一个电路，上述电路提供从所述第一泵级输出的信号的稳定的电压脉冲电平。因此，借助于操作较低电压的反馈配置，有可能提供相对精确的偏置电压。
最好是，所述电压泵具有提供中间偏置电压的第一泵级，以及从所述中间偏置电压提供偏置电压的第二泵级；并且所述第二泵级包括被配置为迪克逊转换器的电压泵。当所述迪克逊转换器已经到达稳定状态并且被(麦克风)施加电容性负载时，它在其输出信号中提供低噪声、低波动。还有，它具有简单的电路配置，并且需要很小的安装面积。
有利地，所述迪克逊型电压转换器的输出信号作为反馈信号提供给一个电路，所述电路提供操作电压转换器的振荡器信号的稳压的电压脉冲电平。从而提供简单的反馈配置。
当多个电压转换器被级联时，就能提供非常高(高于例如20或30伏)的电压。然而，为了提供节省芯片面积和成本的电压泵，多级电压转换器在它们的配置上都比较简单，所以在不同的芯片之间，偏置电压可以显著地发生改变。因此，最好是将多级电压转换器级联在一起来提供所述偏置电压，同时，另一个与级联中的第一转换器相匹配的电压转换器被连接接收与第一转换器相同的信号，并且向一个电路提供反馈信号，所述电路使从另一个电压转换器输出的信号保持在固定的电压电平。由此，另一个转换器和第一转换器被连接为主从配置。由于主/从转换器可以被制成几乎相同的，所以就提供了包含所述级联的一部分的反馈环路。由此，在不同芯片之间，可以更好地控制所提供的偏置电压。
可以用不同的集成电路技术来实现所述集成电路，然而，电压泵所需的高压部件需要较大的间隔，较深的阱，较厚的栅极氧化物，等等。使用这样的部件的技术是存在的，但是它们价格昂贵，并且通常不适用于低成本的通信应用。但是当所述电压泵包括被实现为金属电容器的电容器时，就可以利用标准的技术。这些部件基于寄生参数，因此不是十分精确和易于控制。但是如果要实现简单的迪克逊倍增器，则这样的部件的使用是成功的。
相应地，在一个优选实施例中，所述电压泵包括被实现为多晶硅二极管的二极管。
相应地，在一个优选实施例中，所述电压泵包括被实现为N阱中的扩散二极管的二极管。
即使被提供以相对高的偏置电压，通信用麦克风的固有灵敏度通常相对较低。其结果是，前置放大器需要增益。而且需要高灵敏度。其结果是，必须由前置放大器提供高增益。然而，人们期望提供高的过载余量以及处理诸如汽车隆隆声和门的撞击声的大低频信号的能力。此外，低频信号还可以包括因电压泵的起动而产生的脉冲。
为了满足这些要求，提供了前置放大器，它包括具有第一和第二输入端的差分输入级以及具有输出端的输出级；具有低通频率传递函数的反馈电路，它被连接在输出端和第一输入端之间，并且被集成在所述半导体衬底上；以及其中，所述第二输入端提供用于麦克风信号的输入。
由此，提供了具有滤波器反馈配置的半导体麦克风前置放大器。所述前置放大器在音频频段以外可以提供大的环路增益，并将在音频频段以内产生非常小的失真。更重要的是，由音频频段以外的低频频率分量引入的互调失真将非常低。由反馈配置所提供的环路增益特性提供了例如较低的失真。
最好是，所述反馈电路是具有在频域中具有零点和极点的传递函数的滤波器，其中，所述零点位于比所述极点更高的频率上。
有利的是，所述前置放大器具有在频域中具有零点和极点的传递函数；其中，所述极点位于0.1Hz至50Hz或0.1Hz至100Hz或0.1Hz至200Hz的范围内。
所述反馈电路可以被配置为滤波器，它在频域中低于转折频率的范围内具有相对高的增益水平，并且在高于所述转折频率的范围内具有相对低的增益水平。
在一个适当的实施例中，所述集成电路包括隔直电容器，它被连接以便减小前置放大器输入端的直流电压，所述直流电压来源于偏置第一或第二麦克风部件。
最好是，所述的集成电路还被配置以模拟—数字转换器；并且，所述电压泵和所述模拟—数字转换器由公共时钟信号来驱动。由此，用于读取所述模拟—数字转换器的数字位的外部时钟信号可以被用作驱动所述电压泵的时钟信号。
下面将结合附图对本发明进行更详细的说明，在附图中图1表示包括集成电路的麦克风，具有电压泵；图2表示包括集成电路的麦克风，其中具有由恒定电流抽取振荡器操作的电压泵；图3表示具有恒定电流消耗的第一振荡器；图4表示具有恒定电流消耗的第二振荡器；图5表示第一级电压泵的第一实施例；图6表示第一级电压泵的第二实施例；
图7表示第一级电压泵的第三实施例；图8表示复合电压泵；图9表示第二级电压泵；图10表示具有寄生电容器的第二级电压泵；图11表示金属氧化物电容器的集成电路实施；图12表示多晶硅二极管(poly-diode)的集成电路实施；图13表示N阱中的扩散二极管的集成电路实施；图14表示具有N-MOS开关的电荷泵；图15表示具有主从配置的复合电荷泵；图16表示具有集成电路的麦克风，其中具有电压泵和具有反馈滤波器的前置放大器；图17a表示第一反馈滤波器；图17b表示第二反馈滤波器；图18表示结合前置放大器的详细视图的自举配置；图19表示包括集成电路的麦克风的第一实施例，其中具有∑-Δ模拟—数字转换器；图20表示含有集成电路的麦克风的第二实施例，其中带有∑-Δ模拟—数字转换器；图21表示麦克风外壳；图22表示具有集成电路和MEMS麦克风部件的麦克风的示意图。
具体实施例方式
图1表示包括集成电路的麦克风，集成电路带有电压泵。麦克风101是具有麦克风元件109和集成电路102的复合单元。集成电路102被实现为用固态扩散工艺在半导体衬底上制成的单个芯片。所述麦克风元件由构成麦克风的膜的活动部件和另一个部件形成，由此允许所述膜响应于作用在膜上的声压而相对于另一个部件运动。由麦克风检测到的声压令所述膜移动，从而改变由所述膜部件和另一个部件所形成的电容器的电容。如果由这两个部件形成的电容器上的电荷保持恒定，则跨越这两个电容器部件两端的电压将随着声压而改变。
被实现为单个芯片的集成电路102与麦克风元件109紧密地集成在一起。通过将麦克风元件和芯片集成在小尺寸的麦克风外壳中，来提供麦克风元件109与集成电路102的紧密集成。
麦克风101包括两个端子T1和T2，它们分别是接地端和组合的麦克风信号和电源端。端子T1和T2被用来将麦克风(位于一个外壳之中)与电源装置和其它信号处理电路连接在一起。这种信号处理电路典型地用集成电路技术集成为所谓的芯片上系统(SOC，system-on-chip)器件的一部分。
所述麦克风包括被图示为电容器Cmic的麦克风元件109和集成电路102。集成电路102包括3个端子Tc1，Tc2，Tc3，它们分别是组合的麦克风信号和电源端、用于提供麦克风上的恒定电荷和麦克风元件信号的组合直流电压电平、以及接地端。
集成电路102包括升压转换器或电压泵UPC 104，例如，采取所谓的迪克逊转换器(Dickson-converter)的形式。所述电压泵由振荡器103操作，后者最好向所述电压泵提供方波振荡器信号。其它信号，例如具有较低谐波成分的正弦波或滤波后的方波也可以被用来获得较低的噪声。振荡器103和电压泵104由通过端子Tc1(T1)抽取的电流供电，上述端子经由串联电阻R(106)连接到标称电源电压。
响应于振荡器信号，电压泵204提供超过标称电源电压的泵激电压。标称电压为例如3或5伏，泵激电压为例如10、12、15或20伏。然而，可以提供更高的电压电平(例如，高达60伏以上)，这将在下文中加以说明。所述泵激电压被认为是直流电压，但是它被叠加了来源于电压泵对其操作的振荡器信号的(强的)噪声分量。
泵激电压经由串联电阻R(105)提供给麦克风元件109的第一部件。麦克风元件109的第二部件被连接到接参考。由此，电压泵提供麦克风元件上的恒定电荷。典型地，第一部件是麦克风的膜。
当声压作用于膜上时，在相对于第二部件的膜处产生麦克风元件信号。所述麦克风元件信号叠加在经由电阻R(105)提供的泵激电压上。为了降低前置放大器A1(108)的输入级的直流电压负载，连接电容器C1(107)作为直流阻隔。为了避免不可接受的信号损失，电容器C1必须具有比麦克风元件109的电容大将近10倍的电容。
前置放大器A1(108)经由端子Tc1(它经由串联电阻R(106)被连接到标称电源电压)，通过其输出端抽取工作电流而被供电。所述前置放大器接收输入信号并在其输出端提供输出信号。所述前置放大器被配置为简单的缓冲放大器或者提供大于0dB的增益的放大器。可替代地，所述前置放大器被配置成提供适当的频率相关增益响应；这将在下文中加以说明。
转到由电压泵104和振荡器103产生的噪声的问题，适用下列说明由于电压泵是一种电子电路，所以它将产生1/f噪声和白噪声二者，同时由于电压泵是一种开关电路，所以它也将产生(高频)开关噪声。开关噪声在振荡器的开关频率的谐波占优势。振荡器的开关频率被设计为大于从麦克风元件到麦克风输出端(T1)的传递函数中的通带的高端截止频率(例如，20kHz)。典型的振荡器频率为200KHz、500KHz或1MHz。
可以通过一个低通滤波器来降低电荷泵的所有噪声源的影响。这是降低噪声影响的最有效途径。降低1/f和白噪声源本身将要求额外的面积和/或电流消耗。借助于麦克风元件109的电阻R(105)和电容部件来实现所述低通滤波器。低通滤波器105、109的截止频率影响从麦克风元件到麦克风输出端(T1)的传递函数中的通带。最好是，低通滤波器105、109的截止频率基本上等于从麦克风元件到麦克风输出端(T1)的传递函数中的通带的低端截止频率(例如，20Hz)。低通滤波器105的截止频率最好是被定位于低于众所周知的A加权曲线的频率。
在麦克风元件的一个实施例中，Cmic被连接为电浮动装置。通过互换耦合电容器107和麦克风元件109来实现这一点。这处于本领域的技术人员对电路和端子布局作出必要更改的技巧范围内。
图2表示含有集成电路的麦克风，集成电路带有由恒定电流抽取振荡器驱动的电压泵。在这个实施例中，振荡器206被配置成在由振荡器206提供的振荡器信号的多个半周期上抽取同等水平的电流。由此，通过组合的麦克风输出和电源端子Tc1(T1)来抽取更均匀和低噪声的工作电流。
振荡器206包括恒流源203、第一电路路径205和第二电路路径204，二者通过交替地从恒流源203抽取电流，对电容器交替地进行充电和放电。电压电平敏感元件，例如比较器或施密特(Schmitt)触发器向电压泵104提供数字输出振荡器信号P1和P2。最好施加开关207引导来自恒流源203的电流通过路径205或通过路径204。所述开关由来自路径205或路径204的各自的信号来控制。最好是，输出信号P1和P2彼此移相180°。
由于恒流源203以及信号路径204和205，所述振荡器206被配置成在连续的振荡器信号半周期上基本上抽取同等水平的电流。
在一个可替代的实施例中，在路径204和205中，只有一个被配置成具有可充电元件(例如，电容器)，而另一个路径可以被配置成具有电阻。由此，当仅向电压泵提供单脉冲信号时，可以省去一个电容器。
图3表示具有恒定电流消耗的第一振荡器。在这个实施例中，所述振荡器包括两个电流源303和304，它们被配置成从电源抽取恒定电流，上述电源可经由端子Tps提供。
在这个实施例中，电流源303和304被配置成各自抽取恒定电流。所述电流源分别被连接，以便向各自反相器301、302供电。
从内部来看，反相器被安排成通过内部元件(例如电阻或晶体管)或者通过它的输出端抽取电流。根据在反相器输入端的电压电平是高于还是低于一个阈值电压电平，来控制反相器是处于通过内部元件来抽取电流的状态，还是处于通过输出端来抽取电流的状态。这个阈值可以被设置为参考电压Vref的一部分。反相器301和302的输出被连接到各自的电容器C2和C3。当反相器301和302处于通过输出端来抽取电流的状态时，所述电容器被充电，同时电容器C2和C3两端的电压将分别增加。可替代地，在反相器的另一种状态下，所述电容器将通过反相器或者通过另外的负载进行放电。
控制电路305被配置成向反相器301和302提供输入信号。这些输入信号被提供为响应于在所述反相器输出端、电容器两端或者作为在端子P1和P2提供的电压电平的数字信号。所述控制信号被这样提供，使得电容器C2和C3被交替地充电和放电，以便提供彼此移相将近180°的振荡信号P1和P2。
因此，在端子P1和P2上提供振荡信号，它们分别是电容器C3和C2上的电荷的函数。为了获得数字信号，可以提供例如施密特触发器的阈值元件。
图4表示具有恒定电流消耗的第二振荡器。这个实施例是更详细表示的振荡器。正如从图3所看到的那样，所述振荡器是围绕着两个反相器403和404建立的。反相器403和404由电流源T1供电，电流源T1由偏置电路402(Bias 2)偏置以使T1提供恒定电流。
所述反相器被配置成通过内部元件(例如电阻或晶体管)或者通过它的输出端抽取电流。根据在反相器输入端(在电路点ID1和ID2提供)的电压电平是高于还是低于阈值电压电平，来控制反相器是处于通过内部元件来抽取电流的状态，还是处于通过输出端来抽取电流的状态。
反相器403和404的输出被连接到各自的电容器C1和C2。当反相器403和404处于通过输出端来抽取电流的状态时，所述各自的电容器被充电，同时，电容器两端的电压将增加。可替代地，在反相器的另一种状态下，所述电容器将通过反相器或者通过另外的负载进行放电。
电容器C1和C2两端的电压根据它们的电荷水平来控制各自的晶体管T3和T5。这通过一个连接晶体管T3的栅极端、电容器C1和反相器403的输出端的电路节点来实现。相应地，一个电路节点连接晶体管T5的栅极端、电容器C2和反相器404的输出端。
晶体管T2和T4作为恒流源分别与晶体管T3和T5串联连接。晶体管T2和T4被偏置电路401(Bias 1)偏置。T3和T5由电容器C1和C2两端的电压电平来控制，电容器C1和C2的充电或放电又取决于在它们的输入端ID1和ID2的电压电平。由此，提供缓冲的振荡器信号P1和P2。
提供控制电路405是为了控制所述电路以便提供反相的振荡器信号P1和P2。最好是，提供180°相移的信号。
图5表示第一级电压泵的第一实施例。第一级电压泵包括缓冲放大器501，它向电压泵502和503提供电压参考电源。这个参考电源被稳压以便保持在由输入到缓冲放大器501的非反相输入端的参考电压Vref确定的固定电平。来自缓冲放大器501的输出作为反馈被提供到缓冲放大器501的反相输入端。
最好是通过堆叠电容器原理来实现电压泵502和503。电压泵502和503被连接以便接收来自例如图3和4所示的振荡器的振荡器信号，在图3和4中，各自的振荡器信号被表示为P1和P2。所述电压泵在它们的输出端提供信号P1′和P2′。电压泵可以提供2到3倍(例如2.4倍)，或者更高，例如4到10倍的增加电压电平。
通常，任何集成电路(IC，Integrated Circuit)技术都具有标称工作电压，在此电压下，所有的部件都被指定为可运行。对于大多数CMOS技术来说，3V或5V是常用的。低于这些标称电压，所有器件都能安全地进行工作而不会击穿。复杂的电路可以被实现为具有高性能。
高于这个标称电压电平，通常只有有限数目的部件是正常可用的。这就是说，由于标准的CMOS晶体管可能击穿，所以它们不能被使用。然而，存在一种所谓的高压CMOS晶体管的集成电路技术，但是这些技术是昂贵的，并且高压CMOS晶体管的体积很大。因此，将电压泵分为两部分(低压部分和高压部分)是有利的。低压部分工作于所述技术的标称工作电压(通常为3V或5V)以下，并且高压部分工作于所述技术的标称工作电压以上。在高压部分，各集成电路部件被预防配置以避免各部件在高电压电平的击穿。
因此，信号P1′和P2′是泵激的振荡器信号。借助于反馈配置，这些信号被提供以稳定的振幅水平。由此提供精确的振荡器信号。由于反馈配置要求更复杂的电路布局，而所有其它条件都相同，所以第一级电压泵最好是被实现在芯片的一部分上，上述芯片被配置工作于所述芯片的那一部分的标称电压电平，或者低于所述标称电压电平，同时，P1′和P2′的振幅水平最好是基本上等于所述部分的标称电压电平。由于精确的振幅水平已被输入到随后的泵，所以使工作于振荡器信号P1′和P2′的随后的电压泵更简单。此外，由于振荡器信号的振幅典型地低于标称电压电平，所以把振幅泵激到标称数值减少了为达到给定的(泵激)偏置电压电平的随后电压泵级的数目。
图6表示第一级电压泵的第二实施例。在这个实施例中，输出信号P1′和P2′作为反馈信号提供给缓冲放大器501的反相输入。输出信号P1′和P2′作为反馈信号经由电路604被提供，以便获得信号P1′和P2′的精确和/或固定脉冲电平。电路604提供输出信号，它表示组合，例如整合P1′和P2′，使P1′和P2′的振幅组合在一起。
在一个优选的实施例中，可以提供附加的反馈环路，以便获得所期望的电路/稳压器的稳定性，从而提供精确的和/或固定的脉冲电平。
图7表示第一级电压泵的第三实施例。在这个实施例中，把输入电压泵激例如2.4或3倍的反相器502和503被不泵激输入电压的常规反相器所取代。然而，为了在低压部分获得精确和相对高的脉冲振幅水平，提供了电压泵703。电压泵703向反相器701和702提供泵激的电源电压。所述反相器被配置成提供具有基本上等于反相器的电源电压的脉冲振幅电压的振荡器信号P1′和P2′。由此提供了用于提供稳定振荡器信号的替代电路。
在又一个提供稳定振荡器信号的替代电路中直接从电压泵VP703的输出端向缓冲放大器501的反相输入端(-)提供反馈信号。由此，由反相器701和702提供的输出电压不包括在反馈环路中。但是，由于所述反相器与电压泵703相比是相对较精确的，所以实现了P1′和P2′的良好稳压。由此而来，可以省去电路604。
图8表示一个复合电压泵。该复合电压泵807包括第一级电压泵802(UPC1)和第二级电压泵。第二级电压泵包括级联的电压泵803、804、805、806(UPC2)。
可以以不同方式来实现第一级电压泵，但是第一级电压泵的优选实施例已经在上文中公开。第一级电压泵基于振荡器801，它提供彼此移相180°的振荡器信号P1和P2。所述振荡器信号被提供到电压泵802(UPC1)，以便提供泵激的振荡器信号P1′和P2′。回想在上文中曾述及，对泵激的振荡器信号进行调节，以便提供精确的同时又是相对高的电压电平。还回想到，通过在低压部分中实现的电路来提供泵激的振荡器信号。低压部分用虚线框810表示。
如果构成振荡器信号P1′和P2′的重复脉冲的脉冲振幅相对于为低压部分810指定的标称电压电平来说已经被最大化，则在第二级中的级联的电压泵的数目可以被最小化，其它条件都相同。因而，提供了一种芯片面积更有效的设计。
回想在上文中曾述及，任何集成电路技术都有一个标称电压，处于或低于这个标称电压，所有部件都被指定为可以正常工作，而不会发生直流电压击穿。处于或低于这个标称电压，复杂的电路可以被实现为具有高性能。高于这个标称电压电平，只有有限数目的部件是可用的。这就是说，例如标准的CMOS晶体管，由于它们可能因高电压电平而被击穿，所以它们不能被使用。所述有限数目的部件包括高压CMOS晶体管，但是用于实现高压CMOS晶体管的技术是昂贵的，并且所述部件的体积很大。因此，将电荷泵分为低压部分和高压部分是有利的。
转到电压泵的说明上来泵激的振荡器信号P1′和P2′被提供到级联的各电压泵803、804、805、806(UPC2)中的每一个。向被表示为UPC2的每一个电压泵提供输入信号，在电路节点(b)、(c)和(d)处，所述输入信号被表征为一个直流电压，在其上叠加有具有基本上约为P1′和P2′的脉冲振幅的脉冲振幅的振荡信号。节点(a)最好被连接接收来自UPC1的直流信号。这个直流信号可能是接地参考、直流电平，例如，向反相器502、503提供的直流电源电压或者其它直流信号。
电压泵的级联产生从节点(a)到节点(b)、到节点(c)到(d)和(e)逐渐增加的电压电平。每一个电压泵都可以将对应于例如振荡信号的脉冲振幅的4倍的电压添加到输入所述电压泵的直流信号上。然而，这取决于所述泵的配置，特别是取决于所述配置中电容器的数目以及所述泵中的损耗大小。
由电压泵805在电路节点(e)提供的电压电平经由串联电阻R(808)和端子Tc2作为麦克风偏置电压来提供，以便提供麦克风部件中的一个上的电荷。
电容器C(809)被连接成阻隔泵激的直流偏置电压到达前置放大器(未示出)的输入级，上述前置放大器被连接到端子Tc4，以便接收来自麦克风部件的麦克风信号，上述麦克风部件被连接到在其上提供偏置电压的端子Tc2。
通过经由端子Tc5抽取电流来向振荡器801和电压泵802供电。然而，也可以经由也提供麦克风信号的端子Tc4来供电。
尤其是对通信麦克风来说，应用这种多级电压泵来获得每芯片面积单位的相对较大总电压泵因子是有利的。
最好是，电压泵803、804、805和806(UPC2)属于同一类型；最好它们是相似或相同的。
高压集成电路部件需要较大的相互间隔、较深的阱、较厚的栅极氧化物等。这就是说，物理上，它们是不同的部件。在下文中，将说明在高压部分中实现的一种迪克逊(Dickson)型电压泵。
图9表示第二级电压泵。这种电压泵被表示为迪克逊—转换器形式，并且最好构成复合电压泵UPC2的模块803-806。在这个实施例中，迪克逊—转换器包括4个二极管—电容器级，但是可以采用更少或更多的级。迪克逊电压泵通常由若干个二极管—电容器级组成。其数目取决于振荡器信号P1′和P2′的脉冲振幅和所期望的输出电压。电压泵901接收输入电压信号。在泵901被连接成级联方式的情况下，可以通过一个前置的泵模块，以在直流信号上叠加基本上对应于P1′或P2′的振荡器信号的形式来提供输入信号。所述输入信号在被指定为“In”的端子提供，同时在被指定为“Out”的端子上提供泵激的输出信号。所述泵由振荡器信号P1′和P2′来操作，以便分别地对电容器C1、C3和C2、C4进行充电。当所述电压泵已经到达正常工作状态，并且泵激的输出电压已经到达标称值时，每一个二极管—电容器级都增加了一个电压阶跃，它等于所述振荡器脉冲振幅减去在这一级的任何损耗。因而，可以提供大于输入电压和脉冲振幅的输出电压。
迪克逊电荷泵的特征在于简单的电路配置，它可以用许多不同的集成电路技术来实现。可以使用很小的芯片面积来实现迪克逊泵。此外，迪克逊电荷泵的特征在于，当驱动高阻抗负载(麦克风)时的低噪声和低输出波动。这就是说，当所述电压泵已经到达正常工作状态，并且泵激的输出电压已经到达标称值时，流过各二极管D1、D2、D3和D4(或者采取CMOS晶体管形式的有源器件)的电流变得非常小。这反过来又极大地增加了各二极管的阻抗，从而有效地滤除任何开关噪声和来自其它电路部件的噪声。
然而，在有吸引力和简单的集成电路实施方式中，由于寄生电容使得泵电平性能下降，并且把输入电压电平和输出电压电平联系起来的泵电平因子难以控制。由此，难以获得可预测的或预期的偏置电平。由于倍增因子取决于寄生电容，并且由于在每一个迪克逊段上都有一个绝对电压降，所以必须使用尽可能少的迪克逊级来获得有效的电路配置。
可以提高迪克逊倍增器的精度，同时可以使每一个迪克逊段上的电压降最小化。但是这要付出增加复杂性和尺寸的代价。这就是说，不能使用简单的部件来实现迪克逊倍增器，而是必须使用高压晶体管和特殊的高压工艺来实现。这就导致较大的面积和较高的成本。
优选的标准集成电路技术提供了制作能耐受比标称电压更高电压的部件的可能性。这些部件基于寄生电容，因此不是十分精确并且难以控制。要注意的是，金属电容器基于金属层、N阱中的结型二极管等之间的寄生耦合。但是，仅当使用像迪克逊泵的简单电压泵时，才可能使用这样的部件。使用简单的迪克逊倍增器也使我们能够使用来自高压技术(例如深N阱)的高压部件的子集。
当振荡器信号P1′和P2′的脉冲振幅基本上等于低压部分的标称电压时，就可以用简单的电压泵来配置高压部分。这就提供了使用能承受高压的寄生部件来实现电压泵的优点。寄生部件的实例是金属电容器、结型二极管和多晶硅二极管。
图10表示具有寄生电容器的第二级电压泵。这一级对应于图8所示的泵级，但是这里示出了寄生电容Cp1、Cp2、Cp3和Cp4。当电容器C1、C2、C3和C4在集成电路芯片上实现时，所述寄生电容就存在。
图11表示金属氧化物电容器的集成电路实施方式。一般地说，并且当实现电压泵的电容器时，金属氧化物衬底(MOS)集成电路技术仅提供每单位面积的有限容量。然而，MOS技术能够承受高压而不发生电压击穿(破坏性放电)。因此，MOS技术适用于实现高压电压泵或迪克逊转换器的级联级。应当注意的是，复合电压泵的第二级典型地产生10伏以上的电压，例如15、20、30或者甚至高达50或60伏。这些电压是用于诸如移动电话、照相机、个人数字助理等消费类电子产品的通常可得到的技术的高电压。
金属氧化物电容器的集成电路实施方式被描绘为一个电容器，例如图10的C1。借助于两块金属板来实现所述电容器。在硅衬底1101上实现所述电容器。在所述硅衬底上，提供第一层二氧化硅1102，它从电气上将第一板M1(1106)与衬底隔离。在第一层和所述板M1(1106)上提供第二层二氧化硅(1103)，以便使第一板与第二板M2(1105)隔离。提供第三层二氧化硅(1104)，使板M2与其它电路或周围隔离。连接电容器板的路径在例如第二和第三氧化层1103和1104中路由。
典型地，由于衬底被连接到接地参考，所以所述衬底形成一个电容器板，它与C1的第一板相配合，以便生成寄生电容器Cp1。
与所谓的多晶硅电容器(poly-capacitor)相比，在MOS技术中氧化层较厚，因此电容量较低。
图12表示多晶硅二极管的集成电路实施方式。多晶硅二极管的集成电路实施方式被描绘为单个二极管。借助于P+掺杂材料1203和被安排与P+段相邻的N+掺杂材料1204的层段来实现所述二极管。所述P+掺杂和N+掺杂层段被安排在二氧化硅层上，以便令所述各段与硅衬底1201隔离。
由于多晶硅二极管能承受高压，所以它们适用于电压泵。典型地，所述氧化层具有大约1000纳米(nm)的厚度，并且能承受高达200-300伏。
图13表示N阱中的扩散二极管的集成电路实施方式。所述扩散二极管被放置在硅衬底层1301中的阱中。通过向衬底1301的一部分提供N+掺杂来获得所述阱1304。在阱1304中，在与N+掺杂部分1303隔开的位置上提供P+掺杂部分1302。
向P+掺杂部分提供电路路径以便提供电路节点(1)，同时向N+掺杂部分提供电路路径以便提供电路节点(2)。由此形成一个二极管D1。然而，由于N阱二极管的物理结构，并且由于衬底1301典型地被连接到接地参考(节点(3))，也生成了寄生二极管D2。
图14表示具有N-MOS开关的电荷泵。所述电荷泵属于迪克逊型，并且包括4个开关电容器级S1，C1；S2，C2；S3，C3；和S4，C4。N-MOS开关1401、1402、1403包括被连接成二极管的第一N-MOS晶体管1401，以便向被连接成可控开关的第二晶体管1405提供偏置。
最后一个开关—电容器级的开关S4被连接成二极管。电容器CL(1413)代表负载(所述麦克风元件)。晶体管1407与电容器C5(1412)相结合，提供对开关S3(1403)的控制。
必须注意的是，电压泵的其它类型和实施方式也是可用的。
图15表示具有主从配置的复合电荷泵。在复合电荷泵807的这种配置中，在高压部分811中提供简单的反馈电路。所述反馈电路基于类似的电压泵模块1501，最好是尽可能地相似于电压泵模块803。电压泵模块1501接收与泵模块803相同的输入。电压泵模块1501的输出被连接到稳压器1502(以比较器的形式来表示)。来自泵模块1501的输出与参考电压Vref进行比较，并且稳压器向电压泵802返送一个误差信号。电压泵802被配置成根据误差信号而提供振荡器信号P1′和P2′的稳压振幅。由此提供一种主从式稳压配置，其中，在高压部分，但在高压部分的级联电压泵的相对靠前级检测电压。
在一种可替代的配置中，直接从电路节点(a)提供在电路节点(b)处的检测电压。由此，可以省去主电压泵1501。
图16表示包括集成电路的麦克风，集成电路具有电压泵和具有反馈滤波器的前置放大器。电压泵Vpmp(1601)经由电阻Rc(1602)提供泵激电压作为偏置电压Vb。电容器Cc与电阻Rc配合工作，以便从所述电压泵中去除噪声。电压泵1601可以被实现为如图8所示那样，在这个实例中，电阻Rc(1602)对应于电阻R(808)，同时电容器Cc对应于电容器C(809)。然而，在所示的配置中，麦克风元件Cmic(1603)被连接成浮动装置。当所述麦克风元件是MEMS装置时，由于MEMS麦克风典型地允许被连接成浮动装置，所以这种把麦克风元件连接成浮动装置的配置是特别方便的。
所述电压泵经由麦克风101的被表示为Pwr/Out的输出端接收工作电流。
在一种可替代的配置中，麦克风元件1603连同其麦克风部件中的一个被连接到接地参考，见例如图1。对于典型的静电电容式麦克风来说，其麦克风部件中的一个(典型地为背板)被配置成与接地参考连接。
运算放大器1604的非反相输入端(+)被连接接收来自电容式麦克风元件Cmic的第一板部件的麦克风信号。所述放大器1604被提供反馈电路1605。所述反馈电路1605具有被表示为“a”的输入口，它被连接接收来自放大器1604的输出信号，还有一个被表示为“b”的输出口，它被连接到放大器1604的反相输入端(-)。包括放大器1604和反馈电路1605的前置放大器在半导体衬底1606上实现。
放大器1604和反馈电路1605组合具有从非反相输入端(+)到输出端(它对应于被连接到所述反馈电路的输入口“a”的电路节点)的频率传递函数。这个频率传递函数具有高通特性。然而，所述反馈电路具有从口“a”到口“b”的频率传递函数，它有一个零点和一个极点；其中，所述零点位于比所述极点更高的频率上。因此，所述反馈电路具有低通特性。
采取滤波器形式的所述反馈电路可以是一阶滤波器，或者它可以具有更高的阶；例如二阶、三阶或四阶。它可以被实现为无源电路或有源电路。所述反馈环路保证具有反馈的放大器在低频(低于例如20、10或5Hz)具有相对低的总增益，而在音频频段(处于例如20Hz至20kHz的范围内)具有相对高的总增益。
所述前置放大器从被表示为Pwr/Out的其输出端供电。然而，例如经由被连接到电源电压Vdd的电阻1608，通过端子Pwr/Out抽取电流也应当是可能的。所述放大器被连接成非反相放大器，麦克风被连接到非反相输入端。这样就保证了麦克风的电容性负载非常低。由于反馈，放大器1604的反相输入端(-)将精确地跟随非反相输入端(+)。如果放大器1604的输入级是差分晶体管对(即，差分级)，则晶体管对的栅—源电压将保持恒定，同时，输入电容最终将非常低。
转到由电压泵产生的偏置电压回想当在麦克风板式部件中的一个上没有驻极体层时，就需要一个外部偏置，并且所述外部偏置可以由被集成在与所述前置放大器相同的半导体衬底上的电压泵来提供。还有，电压泵通常带有很多噪声，因此需要一个去耦滤波器。这个滤波器可以包括去耦电容器Cc和大电阻Rc。为了对电压泵1101的噪声进行去耦，需要具有非常低的截止频率的滤波器。因此在接通电源期间，它十分缓慢地进入工作状态。这就是说，一个很大的低频信号将在放大器的输入端出现一段显著的时间。因此，在低频具有低增益的前置放大器被证明是十分有利的。
如果所述麦克风在高直流电压下被偏置，则由于所述放大器在几乎所有情况下都不能处理大的直流电平而不出现过载，所以在所述放大器和所述麦克风之间需要直流耦合电容。而且，通过把每一个元件集成在同一芯片上，可以使整体性能优化，从而产生可能的最佳性能。
应当注意的是，可替代地，可以经由单独的电源端向所述集成电路供电，由此经由不同端子来提供麦克风信号和接收供电。
图17a表示第一反馈滤波器。反馈滤波器1605形成具有被表示为“a”的输入口和被表示为“b”的输出口的反馈电路。输入口a经由串联的第一电阻R2(1702)、电容器C(1703)和第二电阻R3(1701)被连接到接地参考；输出口b被连接到由第一电阻R2(1702)和电容器C(1703)的互联形成的电路节点。
可以通过多种途径来实现所述反馈滤波器，但是要把所述反馈滤波器集成到芯片上，它们中的所有(方案)并不是同等容易的。特别是由于所需的元件值难以在芯片或半导体衬底上实现，所以具有串联电阻的滤波器类型是难以实现的。
所期望的滤波器传递函数是一个高通滤波器函数。典型地用两个电阻与一个电容器串联来实现(见图17a)。在低频，从口a到口b的传递函数接近于1，并且在较高的频率上，它取决于R2和R3之比。为了得到低噪声，所述电阻必须处于千欧姆(kOhm)范围内，因此要求电容器数值处于纳法拉(nF)范围内，以便实现所期望的截止频率。处于纳法拉(nF)范围内的电容器可能需要额外的芯片面积，因此这样的解决方案看来不可能用于芯片实现。然而，为了方便的集成电路实现而修改所述滤波器应当是属于本领域的技术人员的技巧范围内。
图17b表示用于集成电路实现的第二反馈滤波器。反馈滤波器1605形成具有被表示为“a”的输入口和被表示为“b”的输出口的反馈电路。所述滤波器具有这样的配置，其输入口a被连接到串联连接的第一电阻R2(1707)和第二电阻R3(1708)，二者在它们的互联中形成一个电阻节点。所述输入口也被连接到串联连接的第一电容器C1(1706)和第二电容器C2(1704)，二者在它们的互联中形成一个电容器节点。所述电容器节点形成所述输出口。此外，所述电阻节点和电容器节点通过电阻R1(1705)互相连接。
对这种反馈滤波器的配置来说，从口a到口b的低频传递函数取决于两个电阻R2(1707)和R3(1708)。高频传递函数取决于C1(1706)和C2(1704)。可以通过R1(1705)来设置所述滤波器的截止频率。如果R1(1705)被选择得很大，则滤波器的噪声将移动到很低的频率上，并且因此就能使音频频段的噪声最小化，而不必使用特别大的电容器数值。在半导体衬底上实现的适当范围是C1＝1-500皮法(pF)，C2＝1-500皮法(pF)，以及R1＝吉欧姆(GOhm)-太欧姆(TOhm)。
图18表示结合前置放大器的详细视图的自举配置。放大器输入级1801包括PMOS器件1803、1806的差分对。作为对存在的1/f噪声和白噪声的优化，这个差分对必须在宽度和长度方面进行优化。必要时，通过调整差分对中的两个晶体管的长度比，能将偏移建立到差分对中。可替代地或者附加地，可以调整差分级的底部的电流镜1804、1805的镜像因子。如果所述差分对晶体管的长宽比之比为A，并且电流镜像因子为B，则所述放大器的偏移将为n*Vt*In(A*B)。式中，n为所谓的弱反转斜率因子，Vt为常数，大约等于26毫伏(mV)。
存在差分输入级的各种实现方式—例如，可以用所谓的折叠级联与PMOS电流镜相结合来取代NMOS电流镜1804、1805。
在所述放大器的输出级1802，输出晶体管1808被连接到高阻抗增益节点。其功能是提高增益，并且将高阻抗节点与外部隔离。要注意的是，具有变化电流的唯一器件是输出晶体管。由此，其它晶体管被恒流源偏置。
这样一来，说明了具有差分输入级和输出级的主放大器。
如上所述，金属氧化物电容器内在地提供寄生电容。因此，像电容器C1(107)那样的隔直电容器建立寄生电容器。这个寄生电容器将使输入到前置放大器的麦克风信号劣化。然而，如电容器Cp(1809)所示，通过把寄生电容器耦合于在其上接收麦克风信号的放大器的输入端(例如非反相输入端)和在晶体管1807和1803(1806)之间建立的放大器电路节点之间，就能基本上去除寄生电容器的影响。在这两个节点之间，晶体管1803(也可能是1806)提供约为1倍(0dB)的增益。由此，电容器两端的电压摆动将被保持在0伏附近。
可替代地，所述寄生电容器被耦合在前置放大器的反相输入端(-)和非反相输入端(+)之间。由此，利用输入端的电压跟随特性来降低寄生电容器Cp的影响。
寄生电容器Cp的第一个板元件与非寄生电容器(例如，像电容器C1(107)那样的隔直电容器)共享。寄生电容器Cp的另一个板元件基本上是集成电路的衬底，但是由于它被连接到地，所以就提供了所述衬底和所述第一板元件之间的屏蔽，以便建立与寄生电容器的接触。借助于例如N阱二极管来提供屏蔽，N阱二极管在成为寄生电容器的板元件的同时，提供对所述衬底的电气绝缘。
图19表示含有集成电路的麦克风的第一实施例，其中带有∑-Δ模拟—数字转换器。所述∑-Δ模拟—数字转换器1903经由芯片1902的端子Tc4和麦克风1901的端子T3接收时钟信号。响应于所述时钟信号，经由端子Tc5和T4输出串行数字数据。所述∑-Δ模拟—数字转换器从稳压器1904接收电压参考，上述稳压器1904也向振荡器103和放大器108提供电压参考或电源。经由单独的端子Tc6(T5)向所述稳压器1904供电。
低通滤波器LPF(904)对来自电压泵104的泵激电压进行滤波，以便主要地消除在泵激电压信号中的开关噪声。
图20表示含有集成电路的麦克风的第二实施例，其中带有∑-Δ模拟—数字转换器。在这个实施例中，控制所述∑-Δ模拟—数字转换器1903的时钟信号作为输入振荡器信号也被施加到电压泵103。如上所述，最好是，电压泵提供时钟信号的180°相移形式，以便为后继的处理提供信号P1和P2。
在一个可替代的实施例中，提供一个分频器或倍频器，以便在∑-Δ转换器和电压泵之间相对地移动振荡器频率。外部提供的时钟信号的共享使用减少了芯片面积的占用。
一般地说，必须说明的是，所述麦克风可替代地可以在一种浮动配置中被连接。例如，麦克风Cmic可以取代电容器C1或906。相应地，电容器C1或906也可以取代麦克风Cmic。
一般地说，结合前置放大器的配置来说，要注意的是，前置放大器可以是不同类型。因此，所述前置放大器可以被实现为提供差分输出信号的差分放大器。由此，向所述差分放大器提供响应于麦克风上的声压而提供的信号。差分放大器的特征在于，它具有这样一种增益特性当频率低于音频范围时具有相对低的增益，而当频率处于音频范围内时则具有相对高的增益。最好是，低于音频范围时，所述增益特性按照一阶、二阶、三阶、四阶或更高的阶下降。除此之外，所述放大器的特征还在于，把低频麦克风信号当作共模信号来处理，并且把高频麦克风信号当作差模信号来处理。由此，低频分量被有效地抑制。差分输出信号作为麦克风前置放大器的输出信号而在两个端子之间提供。
特别是，结合∑-Δ调制器来说，重要的是去除低频信号，否则，所述低频信号将在由∑-Δ转换器提供的数字信号中产生无效模式的音调。
图21表示一个麦克风外壳。所述麦克风外壳2101以示意图的形式来表示集成电路IC(2102)和麦克风元件2103。所述集成电路2102包括如上所述的前置放大器和电压泵，并且被实现在半导体衬底或单个芯片上。
图22表示含有集成电路和MEMS麦克风元件的麦克风的示意图。麦克风2201包括被集成在第一衬底2202上的MEMS麦克风元件。如上所述，在第二衬底2203上提供前置放大器电路和电压泵。第一和第二衬底互相结合以便提供电气连接。
前置放大器电路包括上面所公开的不同实施例中的一个，即，包括电压泵和前置放大器。可选地，所述前置放大器被提供反馈电路，以便为所述前置放大器提供高通滤波器特性。
应当注意的是，所述MEMS麦克风元件、所述电压泵和所述麦克风前置放大器可以被集成在单个半导体衬底上。
在一个优选实施例中，所述前置放大器的输入侧被连接到限幅器电路。当电荷泵起动时，在麦克风电容器的一侧将出现很大的信号。如果没有限幅器，这个大信号也将被耦合到所述前置放大器的输入端。这个信号具有大的低频成分，如果所述前置放大器在低频具有标称增益，所述信号将会使前置放大器过载。来自电荷泵的一个“接通电源”脉冲将等效于非常大的输入声压电平。位于所述前置放大器输入端的限幅器可以被设计成箝位所述启动脉冲，同时在很大程度上不影响正常工作。借助于两个二极管连接的晶体管或者一对背靠背连接的二极管，就能实现这种限幅器。如果所述前置放大器被附加地设计成具有高通滤波器功能的增益对频率函数，就能容易地避免同样的问题。
集成电路不同于离散电路之处在于，物理实现在相同硅片中。
一般地说，基于电容器原理的麦克风被表示为电容式麦克风，其中，电容器极板之一是没有驻极体层(或者基本上没有驻极体层)的可动膜。
上述特征可以应用于含有具有反馈滤波器的增益级的前置放大器配置的实施例中，其中，所述配置在低于音频频段的频率上具有相对低的增益响应，同时在音频频段具有相对高并且基本上平坦的增益响应。所述音频频段可以被定义为在音频频段的典型定义中的任何频段。典型的定义可能是20Hz至20kHz。针对音频频段的示例性的低端截止频率可以是20Hz、50Hz、80Hz、100Hz、150Hz、200Hz、250Hz。针对音频频段的示例性的高端截止频率可以是3kHz、5kHz、8kHz、10kHz、18kHz、20kHz。基本上平坦意味着增益响应的变化处于大约±1dB；±3dB；±4dB；±6dB的范围内。然而，可以使用其它附加的变化数值来定义术语“基本上平坦”。
以上已经公开了不同的前置放大器配置。这些配置包括不同的输入/输出端配置，例如，一种双端配置。然而，应当注意的是，可以向麦克风和前置放大器提供3个、4个或更多的用于信号输入/输出的端子。特别是，应当注意的是，可以提供用于电源电压(在第一端)和前置放大器输出(在第二端)的单独的端子。在差分式前置放大器输出的情况下，除了一个端子用于电源以外，可以提供两个端子用于输出信号。
提供一个单独的端子用于接地参考。这个接地参考典型地，但不总是，被电源和输出信号共享。
权利要求
1.一种被配置成提供麦克风输出信号的集成电路，包括连接以接收输入信号的前置放大器，上述输入信号是由可相对于第二麦克风部件移动的第一麦克风部件产生的；以及向每一个麦克风部件提供偏置电压的电压泵。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述集成电路被配置振荡器驱动的电压泵，以便向每一个麦克风部件提供偏置电压；并且其中，所述振荡器被配置成抽取在由所述振荡器提供的信号周期中基本上相等水平的电流。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路，其中，所述振荡器包括具有可以用电荷来充电的元件的路径，并且其中，由所述振荡器控制所述路径，以便通过从公共源抽取的电流，交替地充电不同路径的不同元件。
4.根据权利要求1至3中任何一项所述的集成电路，其中，所述电压泵具有第一泵级以及第二泵级，在第一泵级，具有电压脉冲电平的振荡信号被泵激到较高的电压脉冲电平，在第二泵级，借助于工作于由第一级提供的具有较高的电压脉冲电平的振荡器信号的电路，把电压电平泵激到更高的电平。
5.根据权利要求1至4中任何一项所述的集成电路，其中，所述集成电路包括第一部分，它被配置以用于在等于或低于标称电压电平下的电操作的电路元件布局，以及第二部分，它被配置以用于在高于标称电压下的电操作的电路元件布局。
6.根据权利要求1至5中任何一项所述的集成电路，其中，所述第一电压泵级的输出信号作为反馈信号提供给一个电路，上述电路使从所述第一泵级输出的信号(P1′；P2′)保持在固定的电压脉冲电平。
7.根据权利要求1至6中任何一项所述的集成电路，其中，所述电压泵具有提供中间偏置电压的第一泵级，以及从所述中间偏置电压提供偏置电压的第二泵级；以及其中，所述第二泵级包括被配置为迪克逊转换器的电压泵。
8.根据权利要求1至7中任何一项所述的集成电路，其中，所述迪克逊型电压转换器的输出信号作为反馈信号被提供给一个电路，所述电路提供从电压转换器输出的信号的稳压的电压脉冲电平。
9.根据权利要求1至8中任何一项所述的集成电路，其中，多个电压转换器被级联以提供偏置电压，以及其中，与级联中的第一转换器匹配的另一个电压转换器被连接，以接收相同于第一转换器的信号，并且向一个电路提供反馈信号，所述电路使从另一个电压转换器输出的信号保持在固定的电压电平。
10.根据权利要求1至9中任何一项所述的集成电路，其中，所述电压泵包括被实现为金属电容器的电容器。
11.根据权利要求1至10中任何一项所述的集成电路，其中，所述电压泵包括被实现为多晶硅二极管的二极管。
12.根据权利要求1至11中任何一项所述的集成电路，其中，所述电压泵包括被实现为N阱中的扩散二极管的二极管。
13.根据权利要求1至12中任何一项所述的集成电路，其中，所述前置放大器包括具有第一和第二输入端的差分输入级以及具有输出端的输出级；具有低通频率传递函数的反馈电路，它被连接在输出端和第一输入端之间，并且被集成在所述半导体衬底上；以及其中，所述第二输入端提供用于麦克风信号的输入。
14.根据权利要求13所述的集成电路，其中，所述反馈电路是具有在频域中具有零点和极点的传递函数的滤波器，其中，所述零点位于比所述极点更高的频率。
15.根据权利要求13或14所述的集成电路，其中，所述前置放大器具有在频域中具有零点和极点的传递函数；其中，所述极点位于0.1Hz至50Hz或0.1Hz至100Hz或0.1Hz至200Hz的范围内。
16.根据权利要求13至15中任何一项所述的集成电路，其中，所述反馈电路是滤波器，它在频域中低于转折频率的范围内具有相对高的增益水平，并且在高于所述转折频率的范围内具有相对低的增益水平。
17.根据权利要求13至16中任何一项所述的集成电路，其中，所述转折频率范围位于低于大约100Hz的频率。
18.根据权利要求13至17中任何一项所述的集成电路，其中，所述转折频率范围位于低于40Hz频率。
19.根据权利要求1至18中任何一项所述的集成电路，包括隔直电容器，它被连接以减小前置放大器输入端的直流电压，所述直流电压来源于偏置第一或第二麦克风部件。
20.根据权利要求1至19中任何一项所述的集成电路，其中，所述集成电路包括模拟—数字转换器。
21.根据权利要求1至20中任何一项所述的集成电路，其中，所述集成电路还被配置以模拟—数字转换器，并且其中，所述电压泵和所述模拟—数字转换器由公用时钟信号驱动。
22.根据权利要求20或21所述的集成电路，其中，所述模拟—数字转换器是∑-Δ转换器类型。
23.根据权利要求1至22中任何一项所述的集成电路，包括高通滤波器。
24.根据权利要求1至23中任何一项所述的集成电路，其中，所述前置放大器被配置成提供高通滤波器功能。
25.一种麦克风，包括根据权利要求1至24中任何一项所述的集成电路。
26.根据权利要求25所述的麦克风，其中，所述麦克风是电容式麦克风。
27.根据权利要求25所述的麦克风，其中，所述麦克风是MEMS麦克风。
全文摘要
集成电路(102)被配置成提供麦克风输出信号，包括被连接以接收输入信号的前置放大器(108)，上述输入信号由可以相对于第二麦克风部件移动的第一麦克风部件产生；以及向每一个麦克风部件提供偏置电压的电压泵(104)。
文档编号H04R3/00GK1938927SQ200480039389
公开日2007年3月28日 申请日期2004年12月1日 优先权日2003年12月1日
发明者迈克尔·德拉金斯基, 克劳斯·埃德曼·弗尔斯特, 莫哈默德·沙简, 戴菲·萨希尼 申请人:音频专用集成电路公司