专利名称：基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法
技术领域：
本发明涉及移动通信技术的信道测量方法，更具体的说，特别是涉及一种基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法。
背景技术：
目前的协议版本(Rlease 5)规定，在TD-SCDMA系统的HSDPA中，UE接收数据最后时刻与其发送信道质量信息到网络端的时刻之间最少需要间隔9个时隙数以上的时间。这样的规定除了TD-SCDMA帧结构原因外，主要是考虑到终端处理数据的迟延。
在高速移动信道，由于多普勒和多径的影响，信道变化很快，由于迟延会造成测量时刻的信道质量与UE发送信道质量信息到网络端时刻的信道质量有较大的区别，如在ITU-VA30信道，迟延10ms会造成信道质量SINR相差3-4dB，这会造成HSDPA链路的吞吐量损失30％以上。
如图1所示，为在VA30信道上间隔10ms时延和无时延吞吐量仿真性能比较的示意图。在TD-SCDMA系统的ITU-VA30信道上，理论最大峰值为1400k bits/s的HSDPA链路在无迟延和迟延10ms时的吞吐量仿真比较。从图1上可以看出，由于迟延的存在，会造成系统性能急剧下降。
如何减小迟延对系统性能的影响是移动通信领域一直在努力解决的难题。目前，在相关的文献中，提出采用横向测量自适应滤波器来测量信道条件，所述横向间隔自适应滤波器有多种，如卡尔曼自适应滤波器、递归最小二乘自适应滤波器以及最小均方误差滤波器(LMS，Least mean square)等。考虑到LMS滤波器实现简单，计算量低等特点，下面以采用LMS滤波器为例进行说明。详见图2和图3所示，所述图2为终端用户接收的数据帧时刻序列的示意图；图3为最小均方误差滤波器的原理示意图。通过测量信道来减少由于迟延造成的差距。其实现过程如下所述首先假设测量值与发送时刻相差2帧(10ms)，当终端测量到t时刻的信道条件时，可以根据该时刻之前的信道条件信息，测量t+2时刻的信道质量。
在横向滤波器中，设在t时刻测量的信道质量SINR值用u(t)表示，则有M个抽头的横向滤波器输入为u(t)，u(t-1)，…….，u(t-M+1)，这些输入张成一个多维空间(用φ(t)表示)，则测量t+2时刻的信道质量值用p^(u(t+2)/φ(t))]]>表示。自适应滤波器的抽头权值用ω^0(t),ω^1(t),······.,ω^M-1(t)]]>表示。最小均方误差滤波器如图3所示。抽头权值通过测量值与期望值的差e(t+2)来调整，调整完抽头权值后，将滤波器的输入值u(t)、u(t-1)、u(t-2)和u(t-3)与抽头权值ω^0(t),ω^1(t),ω^2(t),ω^3(t)]]>进行线性运算，并将运算所得的t+2时刻信道测量值p^(u(t+2)/φ(t))]]>输出。同样，对于t+3时刻，可以通过输入为u(t+1)，u(t)，…….，u(t-M+2)，以及调整更新后的抽头权值ω^0(t+1),ω^1(t+1),······.,ω^M-1(t+1)]]>与滤波器的输入值u(t+1)，u(t)，…….，u(t-M+2)进行线性运算来测量。
根据设定的迟延条件，t+2时刻的期望值应在t+4时刻获得，这样，抽头的权值调整将延迟，不能为测量t+3时刻的信道质量所用。但为了研究的方便，我们仍然假设该值在t+2时刻的期望值可以及时获得用于测量t+3时刻的信道质量。
由上述分析可知，采用图2所述的连续测量下两步LMS测量滤波器性能在低速移动信道下(如在ITU-PA3信道)可以有效提高系统性能，而在高速移动状态下，反而会降低吞吐量，比不用测量滤波器得到的吞吐量还要低。因为，在低速移动状态，每帧的信道变化较慢，帧间数据的相关性大，因此采用连续测量下两步的测量值与真实值接近，可以提高系统性能。而在高速移动状态下，由于信道变化快，帧间数据的相关性小，t时刻与t+1时刻的值有较大的变化。而在图3中，抽头权值是用p^(u(t+2)/φ(t))]]>与测量期望值的差值来调整的。因此在测量t+3时刻的值时，调整后的抽头权值系数与t+1时刻测量值相关性小，造成t+3时刻的测量值误差大。以此类推，测量值的误差对HSDPA吞吐量造成较大影响。
发明内容
本发明解决的技术问题是提供一种基于自适应滤波器的信道测量方法，所述方法通过横向间隔自适应滤波器进行轮流测量信道的质量，解决现有技术中在高速移动状态下不能准确测量信道质量的问题，从而降低高速移动环境下时延对系统的造成的影响。
为解决上述问题，本发明提供一种基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，所述横向间隔自适应滤波器是由两个间隔取值的横向自适应滤波器组成，包括步骤A、在第一预定时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值；B、在第时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值；C、所述第一横向间隔自适应滤波器和第二横向间隔自适应滤波器轮流测量时刻t+2n和t+2n+1的信道质量值。
所述步骤A具体包括在第一预定时刻t根据预设的抽头信号差值e′(t)调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值；将所述抽头权值的调整结果与第一横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+2的信道质量测量值。
所述抽头信号差值e′(t)是根据时刻t-2测量时刻t的信道测量值与时刻t的信道期望值之差来计算的。
所述在时刻t-2测量时刻t的信道测量值是根据时刻t及其之前的偶数时刻的信道质量值作为滤波器的输入值来测量的。
所述调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值的公式为ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)
其中，ω(t-2)为第一横向间隔自适应滤波器在时刻t-2的抽头权值，μ(t)是该LMS滤波器的调整步长，U(t)为时刻t第一横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
所述μ(t)值可取常数或与输入矢量U(t)相关的函数值。
所述线性运算后时刻t+2的信道测量值满足等式p^(u(t+2)/φ′(2t))=ω′T(t)U(t)]]>其中，所述ω′(t)为第一横向间隔自适应滤波器的抽头矢量，所述U(t)为时刻t第一横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
所述步骤B具体包括步骤在时刻t+1根据预设的抽头信号差值e″(t+1)调整第二横向间隔自适应滤波器的抽头权值；将所述抽头权值的调整结果与第二横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+3的信道质量测量值。
所述抽头信号差值e″(t+1)是根据时刻t-1测量时刻t+1的信道测量值与时刻t+1的信道期望值之差来计算的。
所述在时刻t-1测量时刻t+1的信道测量值是根据时刻t+1及其之前的奇数时刻的信道质量值作为滤波器的输入值来测量。
所述调整第二横向间隔自适应滤波器的抽头权值的公式为ω″(t+1)＝ω(t-1)+μ(t+1)e″(t+1)U(t+1)其中，ω(t-1)为第二横向间隔自适应滤波器在时刻t-1的抽头权值，μ(t+1)是该LMS滤波器的调整步长，U(t+1)为时刻t+1第二横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
所述μ(t+1)值可取常数或与输入矢量U(t+1)相关的函数值。
所述线性运算后时刻t+3的测量信道值满足等式p^(u(t+3)/φ′(2t))=ω′′T(t+1)U(t+1)]]>其中，所述ω″(t+1)为第二横向间隔自适应滤抽头矢量，所述U(t+1)为第二横向间隔自适应滤波器时刻t+1抽头的输入值。
所述第一预定时刻t为实际接收到信道质量值的时刻。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果本发明通过不同的测量时延帧数和采用不同数目的横向间隔自适应滤波器来轮流测量信道的性能，使横向间隔自适应滤波器在中、高速度移动环境中具有更好的平滑功能，及其降低在高速移动环境下时延对系统的造成的影响，从而提高系统的吞吐量和频带利用率；本发明还可以在低速环境下具有测量信道的作用。因此，本发明所述的信道质量的测量方法不但可以在一定程度上减少由于时延对系统造成的损失，提高系统的性能，还具有计算复杂度低，易于实现等特点，是一种实用的优化信道测量方法。
图1是现有技术中在VA30信道上间隔10ms时延和无时延吞吐量仿真性能比较的示意图；图2是现有技术中终端用户接收的数据帧时刻序列示意图；图3为现有技术中最小均方误差滤波器的原理示意图；图4为本发明采用横向间隔自适应滤波器的信道测量方法的流程图；图4A为本发明在时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值的流程图；图4B为本发明在时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值的流程图；图5为低速移动信道(比如ITU-PA3信道)下各种方案的性能比较的示意图；图6A为HSDPA链路在中速移动信道(ITU-VA30)下采用图6中所述的4种处理方法后性能比较的示意图；图6B为HSDPA链路在高速移动信道(ITU-VA120)下采用图6中所述的4种处理方法后性能比较的示意图。
具体实施例方式
在蜂窝移动通信系统中，无线信道是一个多径时变信道(包括传播损耗、快衰落、慢衰落以及干扰的变化等)，因而接收信号的质量也是一个受信道条件影响的时变量。为了提高系统性能，克服信道时变对系统性能的影响，可以采用链路自适应技术。
目前，无线通信系统中，链路自适应技术主要采用两种工作方式，方式一是功率自适应方式，发送端改变发送数据的传输功率来适应信道条件的变化；方式二是自适应编码调制AMC方式，发送端通过改变数据的传输码率和调制方式，进而适应信道变化。
所述AMC技术是决定HSDPA性能的关键技术，Node B如何准确获得发送信道条件信息成为决定系统性能的重要因素。通常情况下，Node B根据UE提供的测量信道信息(如向Node B发送建议传输块大小)，以及自身信道资源的情况、发送分组调度算法、DPCH信道提供的功控信息以及UE反馈的应答ACK/NACK信息来决定发送数据的目标UE、传输格式MCS和传输块大小，其中，UE提供的信道条件信息是主要决定因素。
特别是在TD-SCDMA系统的HSDPA中，UE接收数据最后时刻与其发送信道质量信息到网络端的时刻之间最少需要间隔9个时隙数以上的时间，为了减少时延对系统造成的影响，本发明提供一种采用横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，通过间隔取值，使本发明所述的信道测量方法在中、高速度移动环境中具有更好的平滑功能，及其降低在高速移动环境下时延对系统的造成的影响，从而提高系统的吞吐量和频带利用率；此外，本发明还可以在低速环境下具有测量信道的作用。
下面具体结合附图对本发明做进一步的说明。
请参阅图4、图4A和图4B，分别为本发明采用横向间隔自适应滤波器的信道测量方法的流程图、本发明在时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值的流程图以及本发明在时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值的流程图。
所述采用横向间隔自适应滤波器的信道测量方法包括步骤10在第一预定时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值；步骤11在第时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值；步骤12所述第一横向间隔自适应滤波器和第二横向间隔自适应滤波器轮流测量时刻t+2n和t+2n+1的信道质量值。
所述步骤S10具体包括(如图4A所示)步骤100在第一预定时刻t根据预设的抽头信号差值e′(t)调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值；步骤101将所述抽头权值的调整结果与第一横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+2的信道质量测量值。
所述步骤11具体包括(如图4B所示)步骤110在时刻t+1根据预设的抽头信号差值e″(t+1)调整第二横向间隔自适应滤波器的抽头权值；步骤111将所述抽头权值的调整结果与第二横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+3的信道质量测量值。
其中，所述步骤S10和步骤S12的具体步骤的流程图详见图4A和图4B。
首先，为了方便描述，本发明仍然以图3的最小均方误差滤波器为例进行说明，即接收t时刻的数据，测量相差2帧(t+2时刻)的数据。为了测量t+2时刻数据，设有M个抽头的第一横向间隔自适应滤波器，输入分别为u(t)，u(t-2)，…….，u(t-2M+2)，即以间隔取值，这些输入张成一个多维空间(用φ′(2t)表示)，则测量t+2时刻的信道质量值用p^(u(t+2)/φ′(2t))]]>表示。
当用户设备UE处于t+2时刻时，将测量所得到p^(u(t+2)/φ′(2t))]]>作为t+2时刻信道质量值发送到网络端。并通过测量值p^(u(t+2)/φ′(2t))]]>与t+2时刻真实期望数值的差值e′(t+2)来调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值ω^0′(t),ω^1′(t),······.,ω^M-1′(t).]]>所述e′(t+2)是测量值与测量值之差，在本申请文件中把测量值作为期望值，通过两者的差来调制横向间隔自适应滤波器的抽头权值。
同理，本发明设存在另一M抽头的第二横向自适应滤波器，在t+1时刻，用户用输入u(t+1)，u(t-1)，…….，u(t-2M+3)的数据测量该时刻的信道质量，这些输入张成一个多维空间(用φ″(2t)表示)，则测量t+3时刻的信道质量值用p^(u(t+3)/φ′′(2t))]]>表示。
当UE在t+3时刻时，将测量所得的值p^(u(t+3)/φ′′(2t))]]>作为t+3时刻信道质量发送到网络端。并在后面时刻用p^(u(t+3)/φ′′(2t))]]>与t+3时刻期望数值的差e″(t+3)来调整输入数据对应的抽头权值ω^0′′(t),ω^1′′(t),······.,ω^M-1′′(t).]]>下面以四抽头LMS滤波器的信道测量方法为例进行说明。设系统测量到t时刻的信道质量值u(t)，采用第一横向间隔自适应滤波器测量t+2时刻的信道质量。其实现步骤包括M0根据t时刻及其之前t-2、t-4和t-6时刻的信道值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)作为滤波器的输入值。
M1将在t-2时刻测量t时刻的信道测量值p^(u(t)/φ′(2(t-2)))]]>与u(t)进行相减，得到差值e′(t)。
M2根据e′(t)对LMS滤波器的抽头权值ω^0′(t),ω^1′(t),ω^2′(t),ω^3′(t)]]>进行调整；M3调整完抽头权值后，将滤波器的输入值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)与抽头权值ω^0′(t),ω^2(t),ω^4(t),ω^6(t)]]>进行线性运算；M4将计算所得的t+2时刻信道测量值p^(u(t+2)/φ′(2t))]]>输出。
在上述步骤M2中，所述根据e′(t)对第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值ω^0′(t),ω^1′(t),ω^2′(t),ω^3′(t)]]>进行调整，其调整过程为设第一横向间隔自适应滤波器的抽头隙数为ω^i′(t)(i=0,...,M-1),]]>即抽头矢量为ω^′(t)=[ω)0′(t),ω)1′(t),···,ω)M-1′(t)]T....(1)]]>第一横向间隔自适应滤波器的在t时刻M个抽头的输入值为u(t)，…，u(t-M+1)，即输入矢量为U(t)＝[u(t)，u(t-1)，…，u(t-M+1)]T。(2)抽头信号差值e′(t)为时刻t-2测量时刻t的信道测量值p)(u(t)/φ′(2t))]]>与时刻t的信道期望值u(t)之差，即e′(t)=p)(u(t)/φ′(2t))-ω′T(t-2)U(t)....(3)]]>根据等式3所获得的e′(t)可调整抽头取值ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)。(4)其中，μ(t)是该LMS滤波器的调整步长。根据不同的LMS算法，μ(t)值可取常数或与输入矢量U(t)相关的函数值。
因此，调整完抽头权值后，将滤波器的输入值u(t)、u(t-2)、u(t-4)和u(t-6)与抽头权值ω^0′(t),ω^2(t),ω^4,ω^6(t)]]>进行线性运算(步骤M3)，其线性运算的过程为设第一横向间隔自适应滤波器的在t时刻的测量值为p)(u(t+2)/φ′(2t)),]]>则该值满足等式p)(u(t+2)/φ′(2t))=ω′T(t)U(t),...(5)]]>其中，矢量ω′(t)和U(t)分别满足上述等式(1)和(2)。
由上述计算可得t+2时刻信道测量值p^(u(t+2)/φ′(2t)).]]>同样，根据时刻t+1测量的信道质量值，我们可以采用第二横向间隔滤波器测量t+3时刻的信道质量值。具体步骤如上所述，只是滤波器的输入参数值不同，在这里不再赘述。在测量t+4时刻的信道质量时再用第一横向间隔自适应滤波器，如此反复重叠，而达到测量信道质量的目的。
对于测量下两帧的信道质量，可以采用本发明所述横向间隔自适应滤波器，即采用第一和第二两个横向间隔自适应滤波器轮流进行测量的方式，输入为间隔取值的数据。对于其他情况，如果测量下三帧的信道质量，则采用三个横向间隔自适应滤波器轮流进行测量的方式。以此类推。会随着间隔数的增加，帧间数据的相关性也逐渐的下降，相应的横向间隔自适应滤波器的抽头数也要减少，这会影响到横向间隔自适应滤波器的性能。但是，根据目前终端设备的使用情况，迟延两帧(10ms)的数据处理时间已够用。
研究表明，横向间隔滤波器无论在低速还是中高速信道条件下都可以提高系统的吞吐量，特别是在中、高速环境下，提高的系统尤为明显。
还请参考图5，为低速移动信道(比如ITU-PA3信道)下各种方案的性能比较的示意图。在低速移动信道，横向间隔自适应滤波器的测量性能虽然不如现有连续测量滤波器，但是好于没有连续测量滤波器时的性能。由图5所示可知，所述滤波器的抽头数M为4，在ITU-PA3信道下，连续测量滤波器要好于本发明所述横向间隔自适应滤波器的性能，横向间隔自适应滤波器的性能好于不采用测量滤波器直接反馈的方式。这是因为在低速环境下，滤波器主要起着测量的作用，由于连续测量滤波器的输入数据间的相关性好于横向间隔自适应滤波器，所以其测量性能较好，而横向间隔自适应滤波器虽然输入数据的相关性不如连续测量滤波器好，但仍然起着一定的测量作用，所以性能好于没有测量滤波器的链路。
所述图5同时还比较了数据平滑处理方法下系统的性能。所述数据平滑处理是指在一个滑动时间窗口内，对所有的接收数据进行平均处理。并将其分别作为下一时刻用户设备UE上报的信道信息。从图中的仿真结果来看，在低速移动信道(比如ITU-PA3信道)下，这种平滑处理由于没有测量功能，因此性能较差。
而随着UE移动速度的增高，信道变化也加快，现有连续测量滤波器的测量性能已经跟不上信道的变化，因为，在低速移动状态，每帧的信道变化较慢，帧间数据的相关性大，因此采用连续测量下两步的测量值与真实值接近，可以提高系统性能。而在高速移动状态下，由于信道变化快，帧间数据的相关性小，t时刻与t+1时刻的值有较大的变化。而在现有技术中，抽头权值是用p^(u(t+2)/φ(t))]]>与测量期望值的差值来调整的。因此，在测量t+3时刻的值时，调整后的抽头权值系数与t+1时刻测量值相关性小，造成t+3时刻的测量值误差大。以此类推，测量值的误差对高速下行分组接入HSDPA的吞吐量造成较大的影响。由此可见，现有的连续测量滤波器在中、高速信道环境中会损害系统性能，而本发明采用横向间隔测量滤波器在中高移动速度环境下，可以获得更好的系统吞吐量，从而提高系统的性能。如图6A、6B所示。所述图6A、6B分别是HSDPA链路在中速移动信道(ITU-VA30)和高速移动信道(ITU-VA120)下采用图5中所述的4种处理方法后性能比较的示意图。
由图6A、6B仿真结果可知，在高速信道下，采用本发明所述横向间隔自适应滤波器的性能要好于现有技术的连续测量滤波器和不用滤波器的情况。此时，横向间隔自适应滤波器主要起到将前面的数据进行加权平均处理及其平滑处理作用，而测量作用却退居其次，但是比较横向间隔自适应滤波器和数据平滑处理方法的性能，两者非常接近。
另外，从算法复杂度来说，横向间隔自适应滤波器的计算复杂度与同样抽头数的连续测量滤波器相同，但是，考虑到横向间隔自适应滤波器需要较多的存储空间用于抽头系数，比如采用两个横向间隔自适应滤波器时，其存储量是连续测量滤波器的两倍。由于横向间隔自适应滤波器在中、高速移动环境中具有更好的平滑处理性能，如图6A、6B中所示，4抽头横向间隔自适应滤波器的性能好于8抽头的连续测量滤波器性能，因此，横向间隔自适应滤波器可以在计算复杂度更低的情况下获得较好的性能。因为在线性自适应滤波器中，计算的复杂度与抽头的数目成正比，抽头数越多，计算量就越大。
由上述分析结果可知，横向间隔自适应滤波器具有在低速移动环境中的信道测量和中、高速移动环境中的数据平滑两种功能，因此在各种环境中都可以提高系统的性能。特别是在HSDPA中采用横向间隔测量自适应滤波器来测量信道性能。由于横向间隔测量自适应滤波器在中、高移动速度的信道环境中具有更好的平滑功能，而在低速环境下具有测量信道的作用。此外，本发明还可以根据不同的测量时延帧数，采用不同数目横向间隔自适应滤波器轮流进行测量的方法，采用这种新的信号处理方法可以降低中、高速移动环境中时延对系统性能造成的影响。而连续测量滤波器只有在低速移动信道下可以提高系统的性能，而在中、高速信道环境中则会降低系统的吞吐量。本发明所述的横向间隔自适应滤波器对于直接采用数据平滑处理方法则与连续测量滤波器的情况正好相反。由此可见，横向间隔自适应滤波器是对两者的折衷，能够在一定程度上提高系统的性能。
本发明提出了一种有效的信道测量方法，该方法应用于HSDPA链路可以提高系统的吞吐量和频带利用率。由于目前对于测量与发送之间时延所造成的性能损失还未找到一种简单有效的方法，而本方法不但可以在一定程度上可以减少这种损失，且具有计算复杂度低，易于实现等特点，是一种实用的优化方法。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
权利要求
1.一种基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，所述横向间隔自适应滤波器是由两个间隔取值的横向自适应滤波器组成，其特征在于，包括步骤A、在第一预定时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值；B、在时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值；C、所述第一横向间隔自适应滤波器和第二横向间隔自适应滤波器轮流测量时刻t+2n和t+2n+1的信道质量值。
2.根据权利要求1所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述步骤A具体包括21)在第一预定时刻t根据预设的抽头信号差值e′(t)调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值；22)将所述抽头权值的调整结果与第一横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+2的信道质量测量值。
3.根据权利要求2所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，步骤21)中所述抽头信号差值e′(t)是根据时刻t-2测量时刻t的信道测量值与时刻t的信道期望值之差来计算的。
4.根据权利要求3所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述在时刻t-2测量时刻t的信道测量值是根据时刻t及其之前的偶数时刻的信道质量值作为滤波器的输入值来测量的。
5.根据权利要求2所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述调整第一横向间隔自适应滤波器的抽头权值的公式为ω′(t)＝ω(t-2)+μ(t)e′(t)U(t)其中，ω(t-2)为第一横向间隔自适应滤波器在时刻t-2的抽头权值，μ(t)是该LMS滤波器的调整步长，U(t)为时刻t第一横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
6.根据权利要求5所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述μ(t)值可取常数或与输入矢量U(t)相关的函数值。
7.根据权利要求2所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，步骤22)中所述线性运算后时刻t+2的信道测量值满足等式p^(u(t+2)/φ′(2t))=ω′T(t)U(t)]]>其中，所述ω′(t)为第一横向间隔自适应滤波器的抽头矢量，所述U(t)为时刻t第一横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
8.根据权利要求1所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述步骤B具体包括步骤81)在时刻t+1根据预设的抽头信号差值e″(t+1)调整第二横向间隔自适应滤波器的抽头权值；82)将所述抽头权值的调整结果与第二横向间隔自适应滤波器的输入值进行线性运算后得到时刻t+3的信道质量测量值。
9.根据权利要求8所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，步骤81)中所述抽头信号差值e″(t+1)是根据时刻t-1测量时刻t+1的信道测量值与时刻t+1的信道期望值之差来计算的。
10.根据权利要求9所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述在时刻t-1测量时刻t+1的信道测量值是根据时刻t+1及其之前的奇数时刻的信道质量值作为滤波器的输入值来测量。
11.根据权利要求10所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述调整第二横向间隔自适应滤波器的抽头权值的公式为ω″(t+1)＝ω(t-1)+μ(t+1)e″(t+1)U(t+1)其中，ω(t-1)为第二横向间隔自适应滤波器在时刻t-1的抽头权值，μ(t+1)是该LMS滤波器的调整步长，U(t+1)为时刻t+1第二横向间隔自适应滤波器抽头的输入值。
12.根据权利要求11所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述μ(t+1)值可取常数或与输入矢量U(t+1)相关的函数值。
13.根据权利要求11所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述线性运算后时刻t+3的测量信道值满足等式p^(u(t+3)/φ′′(2t))=ω′′T(t+1)U(t+1)]]>其中，所述ω″(t+1)为第二横向间隔自适应滤抽头矢量，所述U(t+1)为第二横向间隔自适应滤波器时刻t+1抽头的输入值。
14.根据权利要求1-13任一项所述基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，其特征在于，所述第一预定时刻t为实际接收到信道质量值的时刻。
全文摘要
本发明涉及一种基于横向间隔自适应滤波器的信道测量方法，包括步骤A.在第一预定时刻t利用第一横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+2的信道质量值；B.在第时刻t+1利用第二横向间隔自适应滤波器来测量时刻t+3的信道质量值；C.所述第一横向间隔自适应滤波器和第二横向间隔自适应滤波器轮流测量时刻t+2n和t+2n+1的信道质量值。本发明通过测量不同的时延帧数和采用不同数目的横向间隔自适应滤波器来轮流测量信道的性能，使横向间隔自适应滤波器在保持自适应滤波器在低速环境中具有较好测量功能的前题下，使其在中、高速度移动环境中具有更好的平滑功能。该方法降低时延对系统造成的影响，从而提高系统性能。
文档编号H04B17/00GK1870475SQ20051007191
公开日2006年11月29日 申请日期2005年5月23日 优先权日2005年5月23日
发明者孙韶辉, 刘建华, 周海军 申请人:大唐移动通信设备有限公司