专利名称：接收无线正交频分复用的多副载波选择分集架构和方法
技术领域：
本发明的领域是无线通信。本发明涉及正交频分复用(ODFM)接收机架构。本发明例如可应用于诸如802.11a/b/g的无线局域网(WLAN)，且可普遍应用于任何使用OFDM、以及可改变以适应OFDM的无线通信，例如，蜂窝通信网络、以及诸如卫星无线电和卫星电视网络的卫星通信。
背景技术：
无线通信中实现了高数据传输率。必须克服困难以在无线频带上以高速率成功地传输数据。诸如符号间干扰、衰落等噪声使接收机的天线看到的信号退化。对此进行处理的一种技术是使用多天线和正交频分复用(OFDM)。在OFDM中，将无线频带划分为多个子带，而在接收机端通过多个天线接收所述信息传输。来自每个天线的天线信号被转换为数字的，然后转换成频率域，在其中选择每个子带的信号并接着对所述子带进行组合和解码。
正交频分复用(OFDM)已经广泛用于在无线通信中实现高数据率和对抗多径衰落。目前，诸如IEEE 802.11a/g、ETSI-BRAN HIPERLAN/2、以及DVB-T的大多数宽带无线通信标准采用了OFDM作为关键技术。OFDM将载波细分为几个单独调制的正交副载波。换句话说，可以将整个频率选择性衰落信道分解为多个平衰落信道以有效地减轻延迟扩展(spread)和符号间干扰(ISI)的影响。
例如，在802.11a中，每个信道为20MHz宽并被细分为52个副载波，其中所述副载波使用二相(binary)或正交相移键控(BPSP/QPSP)、16-正交调幅(QAM)或64QAM来调制，每个隔开312.5kHz。这些副载波中的四十八个用于数据，其余四个是用于纠错的导频音。802.11a标准规定在5.15-5.25、5.25-5.35、以及5.725-5.825GHz未授权的国家信息基础设施(U-NII)频带上的操作。802.11a系统提供6、9、12、18、24、36、48、以及54Mbit/s的数据有效载荷通信能力。
为了减轻信道衰落，可以在所述接收机中使用多个天线以实现空间分集。多接收天线组合技术可以基本地分为两组频率域组合以及时间域组合。频率域组合可以在离散傅立叶变换(DFT)处理器之后通过基于所述副载波信息对信号进行组合来提高所述OFDM系统的性能，而时间域组合在DFT处理器之前做同样的事情，这缓解了硬件复杂度。
在位错误率(BER)性能方面，所述基于副载波的频率域组合技术是最优的。例如，参见Butler等人，“The Performance of HIPERLAN/2 System withMultiple Antennas，”Vehicular Technology Conference，2001.VTC 2001 Spring.IEEE VTS 53rd.Volume3，6-9(May 2001)。但是，所述频率域组合技术使用多个模数转换器(A/D)和离散傅立叶变换(DFT)处理器，对于每个接收天线，是有一个A/D和DFT。接着在所述频率域中进行组合。因而，频率域组合也可以被称为DFT后组合。DFT后组合在接入点(AP)中不是主要问题，但是对移动终端(MT)却有很大关系，后者得益于较低的硬件复杂度和功率需求。有三种公知的频率域组合技术选择分集(SC)、等增益组合(EGC)、以及最大比率组合(MRC)。
为了降低具有多个接收天线的OFDM系统的硬件复杂度，提出了一些时间域组合技术。在一种使用DFT前组合的技术中，可以将DFT处理器的数量显著地降低为一，带来一些性能退化。例如，参见M.Okada，S.Komaki，“Pre-DFT Combining Space Diversity Assisted COFDM，”IEEE Trans.VehicularTech.，vol.50，No.2，pp.487-496(March 2001)。但是该途径需要多个A/D而且仅在信道中的不同路径的数量非常有限时才可以应用。已经提出的另一种途径利用具有多个接收天线的单个模拟前端以及单个基带解调器，但是牺牲数据传输率而且需要发送机端的附加处理。参见Jung等人，“A SubcarrierSelection Combining Technique for OFDM Systems”，IEICE Trans.Commun.，Vol.E86-B，No.7(July 2003)。
也可以通过简单的天线选择分集显著地降低硬件复杂度。但是，对于频率选择性信道，总是存在这样的可能性，从所述选择的天线解调的OFDM符号的一些副载波可能具有比其它接收天线的相应的副载波更低的幅度。例如，参见Jung等人，“A Subcarrier Selection Combining Technique for OFDMSystems，”IEICE Trans.Commun.，Vol.E86-B，No.7(Jul.2003)。结果，对于两个天线的情况，与最优的基于副载波的最大比率组合(MRC)的情形相比，天线选择分集的性能显著退化。
发明内容
在本发明的优选实施例的副载波选择方法和接收机架构中，通过多个天线感测预定的OFDM频带。对所述预定正交频分复用频带的分离通过部分施加滤波。每个分离部分包含所述预定正交频分复用频带的一个或更多子带。对所述预定正交频分复用频带的每一个分离部分，选择来自所述多个天线其中之一的信号。接着在时间(模拟)域中对每一个分离部分的选择信号进行组合。
图1是说明本发明的优选实施例的无线OFDM接收机架构的框图；图2A和2B示出用于在根据图1的优选实施例中使用的优选的模拟二阶复合滤波器组的传递函数，其中图2A示出802.11a频带的副载波位置，而图2B示出复合滤波响应；图3表现依照本发明的组合相对于传统天线选择的平均SNR改善；图4示出指示用两个天线实现的本发明的典型信道脉冲响应(MSCS)的仿真结果；图5示出本发明的分组错误率的仿真结果(曲线(a))、以及传统天线选择的分组错误率的仿真结果(曲线(b))；图6示出两个天线的本发明的信道脉冲响应(MSCS输出)的仿真结果，显现出偶然的虚拟空值；图7示出在产生虚拟空值的偶然情形下本发明的分组错误率的仿真结果(曲线(a))、以及传统天线选择的分组错误率的仿真结果(曲线(b))。
具体实施例方式
本发明涉及用于具有多个天线的WLAN ODFM系统的多副载波选择分集接收机架构。通过模拟复杂程度的很小的增加，本发明可以获得很大的增益。本发明的实施例仅需要单个A/D和DFT，这大大减少了基带硬件需求。在本发明的实施例中，将复合模拟滤波器组插入到每个天线RF前端中，其也作为信道选择滤波器的一部分。通过在每个复合滤波器输出检测功率电平，可以从每个天线滤波器选择最优的频带以使所述接收机输出最大化。
在本发明的优选实施例副载波选择方法和接收机架构中，通过多个天线感测诸如802.11a/g频带的预定的OFDM频带。对所述预定正交频分复用频带的分离通过部分施加滤波。每个分离部分包含所述预定正交频分复用频带的一个或更多子带。对所述预定正交频分复用频带的每一个分离部分，选择从所述多个天线其中之一接收的信号。接着在时间(模拟)域中对每一个分离部分的选择信号进行组合。优选地，选择最强的信号。可以接着使用单个A/D转换器和DFT来变换所述组合的模拟信号，其包括预定正交频分复用频带的每一个子带。然后通过传统技术施加解码。
本发明的优选实施例提供具有低硬件复杂度的接收机架构，仅包含单个A/D和单个DFT，同时提供良好的性能。本发明的优选架构特别适合于需要节约功率的移动设备，因为它们依赖于诸如电池的便携功率源。示例移动设备包括具有WiFi、蜂窝、卫星、或使用OFDM的其它频带的膝上计算机、个人数字助理(PDA)、蜂窝手机、以及其它设备。
将通过描述用于802.11a/g无线OFDM应用的优选实施例的副载波选择(MSCS)分集组合接收机架构来说明本发明。该架构能够以选择组合的简单硬件接近最优的基于副载波的组合的性能。本领域技术人员将从所述优选实施例的描述领会本发明的更宽的方面，并将理解本发明对任何OFDM无线接收机的普遍适用性。
图1示出本发明的优选实施例的无线OFDM接收机架构。图1中，多个天线101-10N接收与诸如802.11a/g的具有多个OFDM的子带的预定频带对应的信号。低噪声放大器121-12N和混频器141-14N以传统的方式从天线101-10N产生所述预定正交频分复用频带的模拟信号。开关16将每一个天线切换到包括多个滤波器、或实现多个滤波功能的滤波器组18。所述开关顺序地将每一个天线切换到所述滤波器组，例如从天线101开始到天线10N结束。这样的顺序切换可以通过非常简单的控制器来实现。为了说明的简洁以及作为优选实施例的表示，图1中的滤波器组18示出三个滤波器22、24、以及26，分别为低、中、以及高带通滤波器。低带通滤波器22通过与所述预定正交频分复用频带的频率范围的较低三分之一对应的频率。中带通滤波器24通过与所述预定正交频分复用频带的频率范围的中间三分之一对应的频率。高带通滤波器26通过与所述预定正交频分复用频带的频率范围的较高三分之一对应的频率。
选择器和组合器28选择来自每个滤波器22、24、以及26的最佳信号。这样，对所述预定正交频分复用频带的较低、中间、以及较高部分中的每一个，从多个天线101-10N中选择提供最佳信号的来自特定天线的信号。选择器和组合器28可以以传统的方式引导时间(模拟)域最佳信号的选择和组合，例如通过选择分集。优选实施例中的最佳信号是最强的信号。可以通过在每一个滤波器22、24、以及26的输出检测功率电平来确定最强的信号。选择器和组合器28中提供了足够的存储器，用于存储来自每一个天线、与所述预定正交频分复用频带的较低、中间、以及较高部分中的每一个对应的信号，从而允许选择最佳信号。可编程增益放大器(PGA)30将所述组合的信号提供给模数转换器(A/D)32，其将所述数字信号提供给单个离散傅立叶变换器(DFT)34。
在符合图1的优选实施例中，滤波器组18是复合滤波器组，并被插入到所述接收机的RF前端，其也是信道选择滤波器的一部分。所述模拟/RF接收机增加的硬件复杂度数是最小的，而且图1接收机架构仅需要单个A/D和DFT。无需用于基带DSP芯片和接入点发送机端的附加成本。相反，仅在所述RF接收机前端做出改变，对尺寸和功率损耗产生最小的影响。
作为符合图1实施例的特定示例实施例，将考虑利用本发明改进的IEEE802.11a PHY规范作为示例平台。本领域技术人员将从所述特定示例实施例的描述领会本发明的附加的特征，而且还将理解本发明对其它无线OFDM标准的普遍适用性。
本发明的实施例通过仅在RF前端中的某些改变实现WLAN OFDM系统的更好的系统性能。对于具有多个接收天线101-10N的802.11a OFDM，来自每个接收天线101-10N的所接收的射频信号(在5GHz频率)通过包含低噪声放大器121-12N和混频器141-14N的所述无线接收机被下变频到基带，在其中它们通过具有由(1)给出、并在图2A和2B中画出的传递函数的模拟二阶复合滤波器组，其中图2A示出802.11a频带的副载波位置，而图2B示出所述复合响应T(s)=a0ω02(s±jωk)2+(s±jωk)ω0Q+ω02---(1)]]>其中ω0是极点频率而ωk是频率飘移。在图1的示例实施例中，对最小硬件复杂度，每个接收机实现三个复合滤波器22、24、以及26(低带通、高带通、和中带通)。利用附加滤波器，将预定正交频分复用频带划分为更小部分将提高性能，但会增加一些复杂度。另外，性能中的增益随着每个附加的滤波器而减少。为802.11a频带的每个部分选择具有最高接收信号强度指示符(RSSI)的来自天线101-10N的滤波器输出，而所述结果信号被选择器和转换器28求和，用于到A/D转换器32的单个同相和正交(I/Q)输出。
为了更低的成本和更低的功率消耗，优选采用直接转换架构。在混频器之后，可以得到10-MHz复合基带信号。从设计实现的角度看，具有二阶常规滤波器组将会更容易。但是，它也由一些不足即，它因为直接转换造成的基带信号重叠而不能有效地去除由瑞利衰落导致的深度衰落。同样，将有更大的机会通过滤波组合来生成深度空值(deep null)。为了充分实现本发明的架构的潜能，本发明中优选使用复合基带滤波器组。
在优选实施例中，将基带I和Q流提供给到片上(on-chip)信道选择低带通滤波器，其提供802.11a标准需要的大多数邻近和非邻近信道抑制。它们通常通过使用具有在4和7之间的阶次的切比雪夫低带通滤波器来实现。因为本发明的一些实施例可以使用2阶复合滤波器组用于信号分集组合，所以可以为信道选择的目的而将所述滤波器组与5阶切比雪夫滤波器组合。因此通过利用复合滤波器组18的部分信道选择滤波，可以降低所述信道选择滤波器的需求。
对于瑞利衰落信道，衰落幅度α具有瑞利分布，因此衰落乘方α2具有包含两个自由度的χ-平方分布。由于所述衰落信道造成的信号噪声比γ的概率密度函数为p(γ)=1Γexp(-γΓ)γ≥0---(2)]]>其中Γ是所述信号噪声比的平均值。对于M个天线，每个具有瞬时SNR＝γ，以及n个独立平瑞利衰落子带，可以将天线选择分集的SNR的概率密度函数的一般公式表示为p(γ)=Mγn-1n!Γne-γΓ[(n-1)!(1-e-γΓΣk=0n-1(γΓ)n-k-11(n-k-1)!)]M-1---(3)]]>其中Γ是每个天线的平均SNR(当未使用分集时)。于是，对Γ的平均SNR改善为γ‾Γ=(∫0∞γp(γ)dγ)/Γ---(4)]]>如果假定所述复合滤波器组覆盖的子带全部表现出平衰落，则MSCS组合的性能等价于具有单个平子带的天线选择((3)中的n＝1)。图3中画出依照本发明的组合对天线选择的平均SNR改善。其清楚地示出，根据本发明的组合对天线选择的性能改善随着天线数量增加而增长，并且对于五个天线可以高达1.6dB。同时，随着频率选择性信道的子带数量n的增加，天线选择的性能将因为下述可能性的增加而退化，即来自所选择的天线的一些副载波可能具有比其它接收天线的相应的副载波更低的幅度。因而，根据本发明的组合对天线选择的改善变得更加显著，但是也需要更多的滤波器。
进行仿真以对优选的实施例进行建模，而本领域技术人员将理解本发明的各方面。使用具有64QAM调制和3/4编码率的IEEE 802.11a PHY层的54-Mb/s数据速率模式仿真该系统[参见，IEEE Standard 802.11a-1999Wireless LAN MAC and PHY specifications-High-speed physical layer in the5GHz band，New York，IEEE，2000]。使用具有18个路径的HIPERLAN/2信道模型“A”。这代表无瞄准线(non-line-of-sight)情形和50ns平均rms延迟扩展的“典型”办公环境。下面几个典型仿真结果示出所述示例实施例的优点和些微的不足。
图4和5示出典型的仿真结果，与简单选择分集相比总SNR大约有2dB的改善。图4示出的仿真结果表示用两个天线实现的本发明的典型信道脉冲响应(MSCS)。图5示出本发明的分组错误率的仿真结果(曲线(a))、以及传统天线选择的分组错误率的仿真结果(曲线(b))。在罕有的情况下，所述模拟滤波器中的不一致的相位响应造成新的“虚拟”信道空值，如图6中所见(MSCS输出)。显然，当其发生时系统性能可能退化，而选择分集提供最佳性能。图7示出该情况下仿真的分组错误率。这里可以设计智能切换以在产生“虚拟”空值时切换到天线分集。
虽然已经展示和描述了本发明的特定实施例，应当理解，其它修改、替换、和选择对本领域技术人员是显然的。在不背离将由所附权利要求书确定的本发明的精神和范围的前提下，可以做出这样的修改、替换、和选择。
所附权利要求书中列出本发明的各种特征。
对相关申请的交叉引用本申请要求于2004年9月23日提交的美国临时申请序列号60/612,409的优先权。
权利要求
1.一种多副载波选择组合接收机，用于接收包含多个子带的预定正交频分复用频带，所述多副载波选择组合接收机包括滤波器(18)，接收由多个天线中的每一个感测的所述预定正交频分复用频带中的信号，所述滤波器实现滤波，以使来自所述多个天线中的每一个的所述预定正交频分复用频带的多个分离部分分离地通过；以及选择器和组合器(28)，评估所述滤波器的输出并为所述预定正交频分复用频带的每一个分离部分选择从所述多个天线其中之一感测的信号，并且在时间(模拟)域中对所选择的信号进行组合，以产生覆盖所述预定正交频分复用频带的组合的信号。
2.如权利要求1所述的多副载波选择组合接收机，进一步包括单个模数转换器(32)，对覆盖所述预定正交频分复用频带的组合的信号进行转换；以及单个离散傅立叶处理器(34)，接收所述单个模数转换器的输出。
3.如权利要求1所述的多副载波选择组合接收机，其中，所述滤波器包括作为信道选择滤波器的一部分的片上实现。
4.如权利要求1所述的多副载波选择组合接收机，其中，所述滤波器包含复合滤波器组，该复合滤波器组包括通过所述预定正交频分复用频带的较低三分之一的低带通滤波器(22)、通过所述预定正交频分复用频带的中间三分之一的中带通滤波器(24)、以及通过所述预定正交频分复用频带的较高三分之一的高带通滤波器(26)。
5.如权利要求4所述的多副载波选择组合接收机，进一步包括开关(16)，用于将由所述多个天线中的每一个感测的所述预定正交频分复用频带的信号切换到所述复合滤波器组。
6.如权利要求1所述的多副载波选择组合接收机，进一步包括开关(16)，用于将由所述多个天线中的每一个感测的所述预定正交频分复用频带的信号切换到所述滤波器。
7.一种方法，用于接收包含多个子带的预定正交频分复用OFDM频带，所述方法包括利用无线接收机和多个天线感测并隔离所述预定正交频分复用OFDM频带；为所述多个天线中的每一个分离地滤波所述预定正交频分复用OFDM频带的各部分；以及为所述预定正交频分复用OFDM频带的每一个部分选择来自所述多个天线其中之一的信号；在时间(模拟)域中对通过所述选择步骤选择的信号进行组合。
8.如权利要求7所述的方法，进一步包括步骤对通过所述组合步骤产生的信号进行数字转换；以及对通过所述数字转换步骤产生的信号进行频率域转换。
9.一种多副载波选择组合接收机，用于接收包含多个子带的预定正交频分复用频带，所述多副载波选择组合接收机包括滤波装置(18)，用于接收所述预定正交频分复用频带中的信号，并为所述多个天线中的每一个分离地滤波所述预定正交频分复用OFDM频带的各部分；以及时间(模拟)域选择装置(28)，用于为所述预定正交频分复用OFDM频带的每一个部分选择来自所述多个天线其中之一的信号，并用于在时间(模拟)域中对所述选择的信号进行组合。
10.如权利要求9所述的多副载波选择组合接收机，进一步包括开关装置，用于将来自所述多个天线中的每一个的所述预定正交频分复用频带的信号分离地施加到所述滤波装置。
11.如权利要求9所述的多副载波选择组合接收机，其中，所述开关装置将来自所述多个天线中的每一个的所述预定正交频分复用频带的信号顺序地施加到所述滤波装置。
12.如权利要求9所述的多副载波选择组合接收机，其中，所述开关装置进一步提供用于所述预定正交频分复用频带的信道选择的滤波。
全文摘要
用于接收通过多个天线(10
文档编号H04J11/00GK101048959SQ200580035628
公开日2007年10月3日 申请日期2005年9月22日 优先权日2004年9月23日
发明者孙洋, 普拉萨德·S·古德姆, 劳伦斯·E·拉森 申请人:加利福尼亚大学董事会