联合IPTS和迭代μ律压扩变换降CO‑OFDM系统PAPR的方法与流程

(一)技术领域：

本发明属于光纤通信技术领域，特别是联合ipts(翻转迭代部分传输序列——iterativepartialtransmitsequences)和迭代μ律压扩变换降低co-ofdm(相干光正交频分复用——coherentopticalorthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系统papr(峰值平均功率比——peak-to-averagepowerratio)的方法。

(二)

背景技术：
：

co-ofdm系统是一种结合ofdm(正交频分复用——orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系统和相干光通信的新型光纤通信技术，因其具有高频谱利用率、能有效对抗色散、较强的信道速率与容量的可扩展性、接收灵敏度高、低损耗等优点，使其在解决超高速、大容量、长距离光纤通信系统中有着广阔的应用前景。但是跟无线ofdm系统一样，较高的papr也是co-ofdm系统存在的主要问题之一。高papr不仅会导致功率放大器、马赫增德尔调制器(mzm——mach-zehndermodulator)等器件工作在非线性工作区域，还会增强光纤的非线性效应。

到目前为止，降低papr的方法主要有三大类：第一类是信号的预畸变类技术，其原理是用非线性的处理方法处理信号的峰均，但会引起信号的畸变降低性能；第二类是编码类技术，其原理是选择papr较低的码字作为编码，但其码字选择过程复杂受载波数量的影响，实现起来比较困难；第三类是概率类扰码技术，其原理是产生多路备选信号，选择papr最小的一路进行传输，该方法具有很高的计算复杂度。

ipts算法属于概率类扰码技术，是一种改进的pts算法，能够降低计算的复杂度，但是由于不是对全部的相位因子进行搜索，所以降低papr的性能受到影响。迭代μ律压扩变换属于预畸变类技术，是一种改进的μ律压扩变换算法，由于是对μ压扩变换进行多次迭代，虽然能够降低系统的误码率，但是计算复杂度有所提升。本发明通过联合两种算法，在计算复杂度较低的情况下，不仅降低了高papr信号出现的概率，而且改善了系统的误码率。

(三)

技术实现要素：
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本发明的目的在于针对上述方法存在的问题，提出联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法，是一种简单易行的方法，且可以降低计算的复杂度，改善了系统的误码率性能。

本发明的技术方案：一种联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法，其特征在于它包括以下步骤：

(1)在co-ofdm系统发射端模块，通过计算机将高速的数据流经过串并变换得到n路并行的数据，对每路信号采用正交相移键控(qpsk——quadraturephaseshiftkeying)映射生成复值信号；

(2)对步骤(1)中得到的复值信号进行ipts运算，在较低的复杂度的条件下降低信号高峰值平均功率比papr出现的概率，也就是说得到低高峰值平均功率比papr的ofdm信号；

(3)对步骤(2)中得到的信号进行迭代μ律压扩变换，进一步降低信号的高峰值平均功率比papr；

(4)将描述ofdm信号的符号尾部的子载波数据复制到ofdm信号的符号的前面，完成循环前缀的添加，以避免信号不同步和信道色散所引起的符号间干扰(isi——intersymbolinterference)；

(5)对步骤(4)中得到的时域采样信号通过数模转换模块，将离散的ofdm采样信号变为连续的ofdm电信号，并经过低通滤波器，滤除信号以外的噪声干扰；

(6)通过电光调制模块，将ofdm电信号转换为ofdm光信号，并通过光纤信道的传输后，将ofdm光信号传输给co-ofdm系统的光电调制模块；

(7)在光电调制模块利用相干检测的方式对ofdm光信号进行检测并通过本地激光器，混频器和光电二极管转换为ofdm电信号；

(8)对步骤(7)中得到的ofdm电信号传输给co-ofdm系统接收端模块进行与发射端相反的操作，就可以恢复原始的数据信号。

所述步骤(1)中所述的计算机是装有matlab的计算机。

所述步骤(2)中对ofdm时域信号进行ipts运算的过程包括以下步骤：

①将步骤(1)中得到的n路并行的复值信号x＝[x0,x1,…,xn-1]分割为v个子序列每个子序列长度为n/v，或者通过补零使其长为n，并进行n点ifft变换；

②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv为下标为v的相位因子，计算此时信号的峰均比，记为papr0,且令循环次数index＝1；

③令bindex＝-1，计算此时信号的papr值；

④如果papr<papr0，则papr0＝papr，bindex不变；反之，则bindex＝1；即将使得papr值最小的bindex设为加权系数；

⑤index＝index+1，如果index＜v+1，则返回步骤③，否则执行步骤⑥；

⑥此时即可得到优化的加权系数bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信号。

所述步骤(3)中对经过ipts运算选出的具有最小papr的信号进行迭代μ律压扩变换由以下步骤构成：

①设定迭代次数为m，循环次数m从1开始循环，对步骤(2)产生的信号先经过μ律压扩变换；

②将步骤①变换后的信号进行fft运算，将信号变换到频域并进行频域滤波处理；

③对步骤②的滤波后的信号经ifft运算再次变换到时域中，完成一次循环；

④将一次循环接收后产生的信号作为第二次循环的输入值，依次循环，直到循环次数为m＝m时，循环结束。

所述步骤①中的迭代次数m可以为0到4之间的任意整数。

所述步骤(6)中电信号到光信号的实现主要是利用射频信号的实部和虚部作为马赫-曾德尔调制器的iq调制信号，利用其光电效应，让光信号随着电信号的变化而变化，从而得到光ofdm信号。

所述步骤(8)中co-ofdm系统接收端具体操作如下：将接收到的ofdm电信号，首先经过模数转换，将模拟信号变为数字信号，接着去掉循环前缀后，得到经过相位扰动的信号，再与步骤(2)中得到的对应的相位因子相除，得到调制后的ofdm信号，接着进行fft运算和qpsk解调，经过并串变换后得到原始的数据信号。

本发明的工作原理：co-ofdm系统主要由五个功能模块组成：发射端模块、电光调制模块、光纤传输、光电调制模块、接收端模块。各模块的功能如下：(1)发射端模块，包括二进制数据的串并转换，数字的基带调制，ifft运算实现ofdm调制，ipts算法和迭代μ律压扩变换，添加循环前缀，数模转换和低通滤波的功能。(2)电光调制模块，将ofdm电信号通过马赫-曾德尔调制器进行电光调制，得到ofdm光信号。(3)光纤传输，主要包括光放大器、光滤波器和光纤组成。(4)光电调制模块，对接收到的光信号利用相干检测技术完成光信号到电信号的转换。(5)接收端模块，包括数模转换，低通滤波，去除循环前缀，解压扩变换，fft运算及数据的并串转换。在本方案中，发送端模块和接收端模块的工作利用matlab软件实现，电光调制模块、光纤传输、光电检测模块部分利用optisystem软件完成。

联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法，co-ofdm系统发射端模块主要通过matlab来实现，得到调制好的基带i路和q路信号；i路和q路信号通过电光调制模块中的马增德尔调制器将电信号转变为光信号；经过光纤链路传输的光ofdm信号，在光电模块中利用相干检测技术实现光信号到电信号的转变；接收到的电信号在matlab中对进行与co-ofdm系统发射端相反的操作，恢复出原始的数据信号。

本发明的优越性：(1)首次提出将ipts算法和迭代μ律压扩变换算法联合起来用于降低co-ofdm系统的papr；(2)通过ipts算法和迭代μ律压扩变换算法联合，充分结合了两者的优点，在算法计算复杂度不高的情况下，降低了信号出现高papr的概率，改善了系统的误码率性能。

(四)附图说明：

图1为本发明所涉联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法中对ofdm时域信号进行ipts运算过程的流程示意图。

图2为本发明所涉联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法的整体结构框图。

图3为本发明与选择性映射、部分传输序列方法的互补累积分布函数曲线比较图。

图4为本发明与选择性映射、部分传输序列方法的误码率曲线比较图。

图5为本发明在不同传输距离下的误码率性能比较图。

(五)具体实施方式：

实施例：联合ipts和迭代μ律压扩变换降co-ofdm系统papr的方法(见图2)，其特征在于它包括以下步骤：

(1)在co-ofdm系统发射端模块，通过计算机将高速的数据流经过串并变换得到n路并行的数据，对每路信号采用正交相移键控映射生成复值信号；

(2)对步骤(1)中得到的复值信号进行ipts运算(见图1)，在较低的复杂度的条件下降低信号高峰值平均功率比papr出现的概率，也就是说得到低高峰值平均功率比papr的ofdm信号；

(3)对步骤(2)中得到的信号进行迭代μ律压扩变换，进一步降低信号的高峰值平均功率比papr；

(4)将描述ofdm信号的符号尾部的子载波数据复制到ofdm信号的符号的前面，完成循环前缀的添加，以避免信号不同步和信道色散所引起的符号间干扰；

(5)对步骤(4)中得到的时域采样信号通过数模转换模块，将离散的ofdm采样信号变为连续的ofdm电信号，并经过低通滤波器，滤除信号以外的噪声干扰；

(6)通过电光调制模块，将ofdm电信号转换为ofdm光信号，并通过光纤信道的传输后，将ofdm光信号传输给co-ofdm系统的光电调制模块；

(7)在光电调制模块利用相干检测的方式对ofdm光信号进行检测并通过本地激光器，混频器和光电二极管转换为ofdm电信号；

(8)对步骤(7)中得到的ofdm电信号传输给co-ofdm系统接收端模块进行与发射端相反的操作，就可以恢复原始的数据信号。

所述步骤(1)中所述的计算机是装有matlab的计算机。

所述步骤(2)中对ofdm时域信号进行ipts运算的过程包括以下步骤：

①将步骤(1)中得到的n路并行的复值信号x＝[x0,x1,…,xn-1]分割为v个子序列每个子序列长度为n/v，或者通过补零使其长为n，并进行n点ifft变换；

②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv为下标为v的相位因子，计算此时信号的峰均比，记为papr0,且令循环次数index＝1；

③令bindex＝-1，计算此时信号的papr值；

④如果papr<papr0，则papr0＝papr，bindex不变；反之，则bindex＝1；即将使得papr值最小的bindex设为加权系数；

⑤index＝index+1，如果index＜v+1，则返回步骤③，否则执行步骤⑥；

⑥此时即可得到优化的加权系数bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信号。

所述步骤(3)中对经过ipts运算选出的具有最小papr的信号进行迭代μ律压扩变换由以下步骤构成：

①设定迭代次数为m，循环次数m从1开始循环，对步骤(2)产生的信号先经过μ律压扩变换；

②将步骤①变换后的信号进行fft运算，将信号变换到频域并进行频域滤波处理；

③对步骤②的滤波后的信号经ifft运算再次变换到时域中，完成一次循环；

④将一次循环接收后产生的信号作为第二次循环的输入值，依次循环，直到循环次数为m＝m时，循环结束。

所述步骤①中的迭代次数m＝3时，算法的性能最优。

所述步骤(6)中电信号到光信号的实现主要是利用射频信号的实部和虚部作为马赫-曾德尔调制器的iq调制信号，利用其光电效应，让光信号随着电信号的变化而变化，从而得到光ofdm信号。

所述步骤(8)中co-ofdm系统接收端具体操作如下：将接收到的ofdm电信号，首先经过模数转换，将模拟信号变为数字信号，接着去掉循环前缀后，得到经过相位扰动的信号，再与步骤(2)中得到的对应的相位因子相除，得到调制后的ofdm信号，接着进行fft运算和qpsk解调，经过并串变换后得到原始的数据信号。

该实施例的工作分析：

步骤(1)：在co-ofdm系统发射端模块，通过计算机将高速的数据流经过串并变换得到n路并行的数据，对每路信号采用qpsk映射生成复值信号；

步骤(2)：将步骤(1)中得到的n路并行的复值信号x＝[x0,x1,…,xn-1]分割为v个子序列每个子序列长度为n/v，或者通过补零使其长为n，并进行n点ifft变换；

②初始化bv＝1,(v＝1,2,…,v)，bv为下标为v的相位因子，计算此时信号的峰均比，记为papr0,且令循环次数index＝1；

③令bindex＝-1，计算此时信号的papr值；

④如果papr<papr0，则papr0＝papr，bindex不变；反之，则bindex＝1；即将使得papr值最小的bindex设为加权系数；

⑤index＝index+1，如果index＜v+1，则返回步骤③，否则执行步骤⑥；

⑥此时即可得到优化的加权系数bv(v＝1,2,…,v)，以及具有最小papr的ofdm信号

步骤(3)：对经过ipts运算选出的具有最小papr的信号进行迭代μ律压扩变换具体操作如下：设定迭代次m＝3，从m＝1开始循环，对步骤(2)产生的信号先经过μ律压扩变换；再经过fft运算将信号变换到频域进行频域滤波，之后再经过ifft运算返回时域，由此构成一次循环结构。第一次循环结束后产生的信号又重新最为第二次循环的输入值，依次循环，直到循环次数为m＝m时，循环结束。该步骤过程参见附图2。

步骤(4)：将ofdm符号尾部的一部分子载波数据复制到ofdm符号的前面，完成循环前缀的添加，以避免信号不同步和信道色散所引起的符号间干扰；

步骤(5)：对步骤(4)中得到的时域采样信号通过数模转换模块，将离散的ofdm采样信号变为连续的ofdm电信号，并经过低通滤波器，滤除信号以外的噪声干扰；

步骤(6)：将ofdm电信号的实部和虚部作为马赫-曾德尔调制器的iq调制信号，利用其光电效应，让光信号随着电信号的变化而变化，从而得到光ofdm信号。

步骤(7)：在光电调制模块利用相干检测的方式对ofdm光信号进行检测并通过本地激光器，混频器和光电二极管转换为ofdm电信号；

步骤(8)：将接收到的ofdm电信号，首先经过模数转换，将模拟信号变为数字信号，接着去掉循环前缀后，得到经过相位扰动的信号，再与步骤(2)中得到的对应的相位因子相除，得到调制后的ofdm信号，接着进行fft运算和qpsk解调，经过并串变换后得到原始的数据信号。

图3为不同方法的互补累积分布函数(ccdf——complementarycumulativedistributionfunction)曲线。从图3可以看出：本发明在降低co-ofdm系统papr方面优于选择映射法算法和部分传输序列算法。本发明在子块分割数为4的条件下就能够达到部分传输序列算法子块分割数为8的效果，降低了计算的复杂度。并且从图中可以看出在相同的压扩系数下，随着迭代次数l的增加，所提算法降低papr效果越来越明显但计算的复杂度也越来越高。

图4为本发明、选择性映射(slm——selectedmapping)和部分传输序列(pts——partialtransmitsequences)的误码率(ber——biterrorrate)图。由图4可以看出：本发明在相同的信噪比情况下，误码率优于选择性映射算法；所提算法在子块分割数v＝4，压扩系数μ＝1，迭代次数m＝1的条件下跟部分传输序列在子块分割数v＝8的条件下系统误码率基本相似，并且随着m的增大，误码率性能优于部分传输序列。

图5为本发明在不同传输距离下的误码率性能比较图。从图中可以看出系统误码率的性能与传输距离成反比，传输距离越远，系统的误码率性能越差；系统误码率性能与光信噪比成正比，光信噪比越大，系统误码率性能越好。

表1为本发明和选择性映射、部分传输序列法的复杂度对比表。是本发明、选择性映射、部分传输序列法在旋转因子为1和-1两种情况的复杂度对比表。由表1可以看出本发明与传统的选择性映射和部分传输序列算法相比，在降低信号papr效果相当的情况下，需要的计算复杂度最低。

表1