专利名称：一种下行同步信号的定位方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种下行同步信号的定位方法及装置。
背景技术：
在无线通信系统中，UE(用户设备)开机后，首先要进行的是小区初搜过程。小区初搜是为了能够让用户设备选择合适的工作频点，并在该频点上取得终端设备与基站的下行同步，以便接收小区信息，并可以通过呼叫实现通信功能。因此，下行同步是小区初搜过程中的重要步骤，其目的是确定接收信号子帧的起始位置，目前主要是通过对下行同步信号的定位，来确定接收信号子帧的起始位置。
例如现有的TD-SCDMA系统，主要采用功率特征窗的方法进行下行同步信号定位。下行同步时隙DwPTS的发射功率较高，下行同步码两端有保护间隔，保护间隔内不发射功率，这样在DwPTS中存在一个功率特征窗，进而通过搜索下行接收序列的功率特征窗来判断DwPTS的位置。这种功率特征窗的方法基于单载波序列，而且对于噪声的影响比较敏感，如果噪声较大，那么功率特征窗的位置判断就会很不准确。
为了克服噪声影响，有些系统利用下行同步信号随机序列的良好时域相关性，进行下行同步信号的定位。具体而言，在接收端预存下行同步信号可能采用的所有时域序列，进而在下行同步过程中将预存的各列时域序列依次与接收信号进行共轭相关，最大相关峰出现的位置就判决为下行同步信号的位置，生成最大相关峰的时域序列的序号就判决为接收下行同步信号的序号。
但是由于同步信号所采用的伪随机序列数量非常多，进而接收端需要预存的相应时域序列就会很多，而根据上述方法每列预存的时域序列都需要与接收信号进行共轭相关，因此完成下行同步信号定位所需的计算量十分庞大，严重影响了同步效率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种下行同步信号的定位方法，以解决现有进行下行同步信号定位时计算量大，导致同步效率较低的技术问题。
为解决上述技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的一种下行同步信号的定位方法，首先对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；然后根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象，确定下行同步信号位置。
所述方法还包括，对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列。
优选的，根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰，将所述最大相关峰出现位置作为下行同步信号的位置标识。
优选的，根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰平台，将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。
优选的，将相关峰平台长度内的差分相关值进行累加；在差分相关值序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台；将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。根据循环前缀的长度设置相关峰平台长度。
优选的，对所述接收序列进行自共轭相乘，得到自共轭相乘序列；计算所述自共轭相乘序列统计窗中进行相关运算的两子序列的均方根之积，得到平均幅度积序列；将所述差分相关值序列除以平均幅度积序列，获取修正后的差分相关值序列。
优选的，对所述接收序列进行移位共轭相乘，得到差分共轭相乘序列；计算统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，获取差分相关值序列。
所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。所述下行同步信号具有时域重复性。
一种下行同步信号的定位装置，包括差分相关单元，用于对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；与差分相关单元电连接的检测单元，用于根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象。
所述装置还包括归一化处理单元，用于对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列。
优选的，所述检测单元包括比较子单元，用于在所述差分相关值序列中搜索最大相关峰。
优选的，所述检测单元包括累加子单元，用于将相关峰平台长度内的差分相关值进行累加；比较子单元，用于在差分相关值序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台。
所述下行同步信号具有时域重复性。
以上技术方案可以看出，本发明利用下行同步信号接收序列的时域重复特性，对接收序列自身进行移位共轭相关，大大减少了下行同步定位过程中进的计算量，从而提高了同步效率。
进一步，利用统计窗内自相共轭相乘序列的平均功率的均方根之积，得到平均幅度积序列，使得差分相关值序列得到功率归一化处理，进而有效地消除了上行时隙强信号干扰的影响，提高了系统抵抗噪声影响的能力。
再进一步，由于正交频分复用OFDM系统中为了克服多径干扰，在下行OFDM信号之前要有一定长度的循环前缀CP，而CP部分恰好是OFDM时域信号中末尾部分，因此CP部分采样点对应的差分相关值和OFDM时域信号中末尾部分采样点对应的差分相关值相等，从而导致CP部分对下行同步信号定位产生样点级别上的干扰。采用在差分相关值序列中搜索最大相关峰平台的方法克服了上述CP干扰，将最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识，在样点级别上也是准确的。
本发明还依据时分双工OFDM系统的特点，构造下行同步时隙DwPTS中的下行同步信道SCH，使TD-SCDMA演进系统能够与现有的TD-SCDMA系统之间实现邻频共址部署，相互之间不会造成干扰，提高了TD-SCDMA演进系统的实用性。
图1为TD-SCDMA及其演进系统的帧结构；图2为OFDM方式下DwPTS时隙对应的SCH信道的结构；图3为SCH信道的下行同步OFDM符号的生成过程示意图；图4为本发明公开的下行同步信号定位方法第一实施例流程图；图5为本发明公开的下行同步信号定位方法第二实施例流程图；图6为本发明公开的下行同步信号定位方法第三实施例流程图；图7为本发明公开的下行同步信号定位方法第四实施例流程图；图8为本发明公开的一种下行同步信号定位装置的第一实施例示意图；图9为本发明公开的一种下行同步信号定位装置的第二实施例示意图。
具体实施例方式
本发明的核心是利用下行同步信号的时域重复特性，对接收序列进行移位相关，获得差分相关值序列，通过在差分相关值序列中搜索最大相关峰或最大相关峰平台，确定下行同步符号的位置。更进一步，为了消除系统中上行时隙强信号干扰的影响，还可以先对所述差分相关值序列进行功率归一化处理，进而在经过归一化修正后的述差分相关值序列中搜索最大相关峰或最大相关峰平台，确定下行同步符号的位置。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面以TD-SCDMA演进系统为例，结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明。
现有TD-SCDMA系统是一个码片速率为1.28Mcps，带宽为1.6MHz的系统。请参阅图1，其为TD-SCDMA及其演进系统的帧结构示意图每个无线子帧由7个普通时隙(TS0～TS6)和3个特殊时隙构成。其中，普通时隙用来传送数据，三个特殊时隙分别为DwPTS(下行导频信道)，用于系统的下行同步信息的发送，发送小区初搜的下行导频；UpPTS(上行导频信道)，用于用户接入的上行同步信息发送，发送随机接入的上行导频；GP(转换保护时隙)，用于提供下行发送时隙向上行发送时隙转换的时间间隔，它的长度决定了小区覆盖半径的最大值。
根据TD-SCDMA的帧结构特点，为了使采用TDD的演进系统能够与现有的TD-SCDMA(1.6MHz)系统之间实现邻频共站址部署，相互之间不造成干扰，DwPTS的时隙长度需要受到限制，即TDD演进系统的GP时隙的中心位置必须与现有TD-SCDMA系统的GP时隙的中心位置对齐，这样才能保证不会造成邻频干扰。另外，由于GP时隙的长度与系统设计的小区最大覆盖范围相关，因此GP还必须保证一定的长度，从而使得DwPTS时隙长度受到限制。
在下行导频特殊时隙的时间长度受限的情况下，为了用于OFDM的下行同步信道，可以在该特殊时隙内设置一个OFDM符号。对应于图1中的DwPTS时隙，其SCH(同步信道)构造如图2所示SCH信道由一个OFDM符号构成，SCH的带宽根据系统需求设置，为1.25MHz或其他带宽。由于TD-SCDMA系统的结构特点，符号间多径时延造成的干扰可以由TS0时隙的时隙间隔进行消除，考虑到CP(循环前缀)长度会影响同步的精度，因此SCH信道中OFDM符号的CP可以采用一个较短的长度或者不设置CP，即CP的长度可以根据要求改变。
SCH信道的下行同步OFDM符号的生成过程如图3所示首先生成频域序列，再将频域序列映射到各个子载波上去，映射的方式为在频域上间隔一个子载波放置一个频域符号，再进行IFFT(逆傅里叶变换)将频域信号变成时域信号，由于频域结构的特性，时域信号具有对称性，也就是后半个OFDM符号是前半个OFDM符号的重复。当然，下行同步OFDM符号的时域重复周期也可以进一步缩短，例如重复周期为1/4OFDM符号，即前1/4OFDM符号序列重复4次，形成一个完整的OFDM符号序列。
基于OFDM方式生成时域上具有重复特性的信号，本发明可以在这样的OFDM符号上应用，但也并不局限于使用OFDM符号方式的系统，只要是对于时域信号存在着重复特性，就可以应用本发明公开的技术方案。
以上详细介绍了TD-SCDMA演进系统，下面就结合上述TD-SCDMA演进系统具体介绍本发明技术方案。但本发明并局限于TD-SCDMA及其演进系统，对于其他许多时分双工TDD模式或频分双工FDD模式下通信系统，本发明公开的技术方案也同样适用，实现原理和方案相同。
请参阅图4，其为本发明公开的下行同步信号定位方法第一实施例流程图。
步骤410对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列。
首先，获取接收序列。
假设系统采样率为Fs，UE接收信号经滤波和采样后生成接收序列。考虑到在小区初搜时，DwPTS的同步信号位置没有确定，可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而较一个子帧多接收一个OFDM符号长度的数据，得到接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT，其中，NFFT为一个OFDM符号的FFT(傅立叶变换)长度；NSF为一个子帧长度或者是多接收一个OFDM符号长度数据的采样点数。
为了克服噪声的影响，还可以将多个子帧数据进行平均，也就是说，对多个子帧的接收数据的采样值进行平均，获得接收序列。
其次，对所述接收序列进行移位共轭相乘，得到差分共轭相乘序列。
根据差分相关统计窗长度对接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT进行移位，移位长度为NFFT/2，进行差分相关计算，得到差分相关序列didi=ri*conj(ri+NFFT/2),i=1,2,······,NSF+NFFT/2]]>conj(·)为复共轭操作需要说明，虽然本实施例中的移位长度为NFFT/2，但是实际应用中并不局限于此，移位长度取决于下行同步信号时域重复性的周期。
最后，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列Pdi=abs(Σk=0NFFT/2-1di+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF.]]>所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。
步骤420根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰，将差分相关值序列的最大相关峰出现位置作为下行同步信号的位置标识。由于下行同步OFMD符号前半部分和后半部分的时域重复性，使得接收序列经过NFFT/2移位相关以及求平均值之后获得差分相关值序列，在下行同步OFMD符号的前半部分序列和后半部分序列(移位NFFT/2后)重合的位置产生最大相关峰，因此最大相关峰出现的位置即为下行同步信号出现的位置。为此，可以在差分相关值序列中比较、搜索具有最大相关值的相关峰，将其出现的位置作为下行同步信号的位置标识。
需要说明，如果下行同步OFDM符号的时域重复周期为1/4个OFDM符号，那么上述方法中的移位长度变为NFFT/4，统计窗长度也为NFFT/4。以下实施例也依次类推。
通过上述过程可知，本发明对接收序列自身作移位相关，移位长度为NFFT/2。当采样速率为Fs时，该运算需要进行(9600+64)次复数乘法。而传统方法对于一个预存序列就要做9600*64次复数乘法，如果预存N个序列，就要做9600*64*N次复数乘法。因此，利用本发明方法，可以大大降低UE在初始搜索同步过程中的计算量。
但是，在OFDM系统中为了克服多径干扰，在下行OFDM信号之前要有一定长度的CP(循环前缀)，由于下行同步信号在时域上的重复性，即前半部分和后半部分在时域上相同，而CP部分恰好是OFDM时域信号中末尾部分。所以在进行差分相关计算时，CP部分各个采样点上得到的相关值都相同，进而在CP所在位置和下行同步符号所在位置形成最大相关峰平台而不是所希望的最大相关峰。因此，应用第一实施例中的最大相关峰搜索方法虽然可以在符号级别上很好的确定下行同步时隙的位置，但是在样点级别上，容易受到CP部分干扰。为了解决CP部分的干扰问题，本发明公开了第二种技术方案。
请参阅图5，其为本发明公开的下行同步信号定位方法第二实施例流程图。
步骤510对接收序列进行移位共轭相乘，获取差分相关值序列。
首先，获取接收序列。
假设系统采样率为Fs，UE接收信号经滤波和采样后生成接收序列。考虑到在小区初搜时，DwPTS的同步信号位置没有确定，可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而较一个子帧多接收一个OFDM符号长度的数据，得到接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT，其中，NFFT为一个OFDM符号的FFT(傅立叶变换)长度；NSF为一个子帧长度或者是多接收一个OFDM符号长度数据的采样点数。
其次，根据统计窗长度对所述接收序列进行移位相关，得到差分共轭相乘序列。
根据差分相关统计窗长度对接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT进行移位，移位长度为NFFT/2，进行差分相关计算，得到差分相关序列didi=ri*conj(ri+NFFT/2),i=1,2,······,NSF+NFFT/2]]>conj(·)为复共轭操作需要说明，虽然本实施例中的移位长度为NFFT/2，但是实际应用中并不局限于此，移位长度取决于下行同步信号时域重复性的周期。
最后，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列Pdi=abs(Σk=0NFFT/2-1di+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF.]]>所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。
步骤520根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰平台，将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。
首先，将相关峰平台长度内的差分相关值进行累加。
对于相关峰平台长度可以根据循环前缀的长度进行设置。例如，循环前缀CP长度为14，那么相关峰平台长度就可以设置为17或15。通常设置的相关峰平台长度与产生干扰的符号(如CP)长度接近即可，优选的，略大于产生干扰的符号长度。
其次，在差分相关值序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台。
最后，将所述最大相关峰平台作为下行同步信号的位置标识。
计算一定长度内差分相关值的累加值，并在差分相关序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台的具体实现方法有很多。比如可以将所有位置的相关峰平台累加值都先行计算出来，最后比较出最大的一个；也可以随着位置推移，边计算边比较，比如先计算第一位置相关峰平台对应的累加值，然后计算第二位置的相关峰平台对应的累加值并与第一个位置的累加值比较，保留最大的一个累加值与第三个累加值进行比较，以后依次类推。下面仅列举其中的一个具体实施方式
。在此实施方式中，假设相关峰平台长度为Nflat，或者说搜索最大相关的Nflat个峰。
(1)将最前面Nflat个差分相关值累加，s=Σi=1NflatPdi,i=1,2,······,Nflat,]]>并将s赋值到A＝s，变量A保存了当前最大相关峰平台累加值，并且将变量i的最后一个取值赋值到A_pos＝i，变量flat_pos为当前最大平台所在的位置(该平台的末尾位置序号)。
(2)序号更新i＝i+1，如果i＜NSF，将s更新为s=s+ρi-ρi-Nflat,]]>也就是Nflat个相关系数累加器向前移动1个位置；如果i＝NSF，搜索计算结束，跳到(4)。
(3)如果更新之后的s＞A，则将步骤(2)得到的s作为新的最大值保存到变量A中A＝s，并且将对应的最后一个i值保存，即A_pos＝i，然后跳转到(2)。如果更新之后的s≤A，直接跳转到(2)。可以看出，本步骤实际就是在变量A中保存当前得到的最大相关平台累加值，变量A_pos中保存该平台对应的位置信息(该平台最后一个差分相关值的位置序号)(4)变量A_pos存储的数值i就是最大平台中最后一个差分相关值的序号，而所述最后一个差分相关值出现的位置就是下行同步信号出现的位置。因此，搜索到的最大相关峰平台所在位置可以作为下行同步信号的位置标识。
通过上述实施方式可以看出，在本实施例中通过搜索最大相关峰平台而不是最大相关峰，克服了由于CP影响出现多个最大相关峰而无法进行样点级别定位的问题。最大相关峰平台只会有一个，找到该最大相关峰平台后确定的A_pos，实际就是在第一实施例中理想状态下期望出现的最大相关峰位置，即下行同步信号出现的位置。
在TDD(时分双工)系统中，由于上行时隙强信号的干扰，如果接收到上行时隙的信号功率很高，相关峰就会出现在上行时隙的位置，从而会影响下行同步信号位置判决的准确性。因此，为了克服这种干扰，本发明还可以对差分相关值序列进行功率归一化处理，然后，再从归一化处理修正后的差分相关值序列中搜索最大相关峰或最大相关峰平台，确定下行同步符号的位置。
请参阅图6，其为本发明公开的下行同步信号定位方法第三实施例流程图。
步骤610对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列。本步骤和上述两个实施例中的对应步骤在实施方式上相同，因而只简单介绍不再赘述。
首先，以采样率Fs接收一个子帧的数据。考虑到在小区初搜时，DwPTS的同步信号位置没有确定，可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而多接收一个OFDM长度的数据，得到接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT，其中，NFFT为一个OFDM符号的FFT(傅立叶变换)长度；NSF为一个子帧长度或者是多接收一个OFDM符号长度数据的采样点数。
其次，在上一步的基础上，计算差分共轭相乘序列di，接收信号的幅度对相关值的大小有很大的影响。
di=ri*conj(ri+NFFT/2),i=1,2,······,NSF+NFFT/2]]>conj(·)为复共轭操作再次，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列Pdi=abs(Σk=0NFFT/2-1di+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF]]>所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。
步骤620对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列，也可称为差分相关系数序列。
首先，对接收序列进行自共轭相乘，得到自共轭相乘序列ai。
ai＝ri*conj(ri)，i＝1，2，......，NSF+NFFT
自共轭相乘序列ai代表了接收序列的功率信息。
其次，计算所述自共轭相乘序列统计窗中进行相关运算的两子序列的均方根之积，得到平均幅度积序列。Pai=(Σk=1NFFT/2ai+k/NFFT/2)×(Σk=1NFFT/2ai+NFFT/2+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF]]>将所述差分相关值序列除以平均幅度积序列，获取修正后的差分相关值序列ρi，即差分相关系数序列ρi＝Pdi/Pai，i＝1，2，......，NSF步骤630根据所述修正后的差分相关值序列搜索最大相关峰，将差分相关值序列中的最大相关值出现的位置作为下行同步信号的位置标识。
也就是说，从上述步骤620中获得修正后的差分相关系数序列中找出最大的一个系数Peak=maxi(Pdi/Pai),i=1,2,······,NSF,]]>该最大相关峰出现的位置即为下行同步符号出现的位置。
通过上述过程可以看出，将相关值除以相关序列的平均幅度，有效地消除了接收信号幅度的影响，使UE可以和基站进行准确同步。
请参阅图7，其为本发明公开的下行同步信号定位方法第四实施例流程图。
步骤710对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列。本步骤和上述两个实施例中的对应步骤在实施方式上相同，因而只简单介绍不再赘述。
首先，以采样率Fs接收一个子帧的数据。考虑到在小区初搜时，DwPTS的同步信号位置没有确定，可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而多接收一个OFDM长度的数据，得到接收序列ri，i＝1，2，......，NSF+NFFT，
其中，NFFT为一个OFDM符号的FFT(傅立叶变换)长度；NSF为一个子帧长度或者是多接收一个OFDM符号长度数据的采样点数。
其次，在上一步的基础上，计算差分共轭相乘序列di，接收信号的幅度对相关值的大小有很大的影响。
di=ri*conj(ri+NFFT/2),i=1,2,······,NSF+NFFT/2]]>conj(·)为复共轭操作再次，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列Pdi=abs(Σk=0NFFT/2-1di+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF]]>所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。
步骤720对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列，也称为差分相关系数序列。
首先，对接收序列进行自自共轭相乘，得到自共轭相乘序列ai。
ai＝ri*conj(ri)，i＝1，2，......，NSF+NFFT自共轭相乘序列ai代表了接收序列的功率信息。
其次，计算所述自共轭相乘序列统计窗中进行相关运算的两子序列的均方根之积，得到平均幅度积序列。Pai=(Σk=1NFFT/2ai+k/NFFT/2)×(Σk=1NFFT/2ai+NFFT/2+k/NFFT/2),i=1,2,······,NSF]]>将所述差分相关值序列除以平均幅度积序列，获取修正后的差分相关值序列ρi，即差分相关系数序列ρi＝Pdi/Pai，i＝1，2，......，NSF为了下面叙述方便，统一将ρi称为差分相关系数序列，实质就是归一化修正后的差分相关值序列。
步骤730根据所述差分相关系数序列ρi搜索最大相关峰平台，将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。
首先，将相关峰平台长度内的差分相关系数进行累加。
对于相关峰平台长度可以根据循环前缀的长度进行设置。例如，循环前缀CP长度为14，那么相关峰平台长度就可以设置为13、14或15。通常设置的相关峰平台长度与产生干扰的符号(如CP)长度接近即可，优选的，略大于产生干扰的符号长度。
其次，在差分相关系数序列ρi中搜索具有最大累加值的相关峰平台。
最后，将所述最大相关峰平台作为下行同步信号的位置标识。
计算一定长度内差分相关系数的累加值，并在差分相关系数序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台的具体实现方法有很多。比如可以将所有位置的相关峰平台累加值都先行计算出来，最后找到最大的一个；也可以随着位置推移，边计算边比较，比如先计算第一位置相关峰平台对应的累加值，然后计算第二位置的相关峰平台对应的累加值并与第一个位置的累加值比较，保留最大的一个与第三个累加值进行比较，以后依次类推。下面仅列举其中的一个具体的实施方式。在此实施方式中，假设相关峰平台长度为Nflat，或者说搜索最大相关的Nflat个峰。
(1)将最前面Nflat个差分相关系数累加，s=Σi=1Nflatρi,i=1,2,······,Nflat,]]>并将s赋值到A＝s，变量A保存了当前最大平台累加值，并且将变量i的最后一个取值赋值到A_pos＝i，变量flat_pos为当前最大平台所在的位置(该平台的末尾位置)。
(2)序号更新i＝i+1，如果i＜NSF，将s更新，s=s+ρi-ρi-Nflat,]]>也就是Nflat个相关系数累加器向前移动1个位置；如果i＝NSF，搜索计算结束，跳到(4)。
(3)如果更新之后的s＞A，则将步骤(2)得到的s作为新的最大值保存A＝s，并且将对应的最后一个I值保存，即A_pos＝i，跳转到(2)。如果更新之后的s≤A，直接跳转到(2)。
可以看出，本步骤实际就是在变量A中保存当前得到的最大相关平台累加值，变量A_pos中保存该平台对应的位置信息(该平台最后一个差分相关系数的位置序号)。
(4)变量A_pos存储的数值i就是最大平台中最后一个差分相关系数的位置序号，而该差分相关系数出现的位置就是下行同步信号出现的位置。因此，搜索到的最大相关峰平台所在位置可以作为下行同步信号的位置标识。
可以看出，在本实施例中不仅通过搜索最大相关峰平台而不是最大相关峰，克服了由于CP影响出现多个最大相关峰而无法进行样点级别定位问题。而且对差分相关值序列进行了功率归一化处理，有效地消除了接收信号幅度的影响。
请参阅图8，其为本发明公开的一种下行同步信号定位装置的第一实施例示意图。该装置包括接收单元83、差分相关单元81和检测单元82。
接收单元83用于从系统侧接收数据，形成需要的接收序列；差分相关单元81用于对接收序列进行移位相关，获得差分相关值序列；检测单元82用于根据差分相关值序列搜索最大相关峰平台，将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。其中，差分相关单元81包括差分共轭相乘子单元811和差分相关值计算子单元812；检测单元82包括累加子单元821和比较子单元822。下面结合该装置的工作原理进一步介绍内部结构。该装置可以设置在接收端设备当中。
首先，接收单元83对来自系统侧的一个子帧数据进行采样，考虑到小区初搜时，DwPTS的同步信号位置没有确定，可能出现在接收序列的末端而产生检测遗漏，因而多接收一个OFDM长度的数据。
然后，接收序列进入差分相关单元81。差分共轭相乘子单元811对所述接收序列进行移位相关，得到差分共轭相乘序列。所述差分共轭相乘序列进入差分相关值计算子单元812，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列。
差分相关值计算子单元812将差分相关值序列输出给检测单元82的累加子单元821。累加子单元821将所述差分相关值序列中各个位置上的相关峰平台长度内的差分相关值进行累加。所述相关峰平台长度取决于循环前缀的长度，优选的，略大于循环前缀的长度。最后，比较子单元822对各个相关峰平台对应的累加值进行比较，找到具有最大累加值的相关峰平台位置，并将其作为下行同步信号的位置标识。
需要说明，累加子单元821和比较子单元822的工作程序并不局限于上述提到的顺序，也可以边计算累加值边进行比较。具体请参考前文的具体实施方式
。
此外，检测单元也可以直接通过比较单元搜索差分相关值序列中的最大相关峰，即最大相关值，而不去搜索最大相关峰平台，即一定长度内相关值的最大累加值。这样做虽然很难在样点级别上对下行同步信号进行定位，但仍然可以满足符号级别上对下行同步信号定位。
为了消除某些移动通信系统中上行强信号对接收信号的干扰，使UE可以基站进行准确同步，还可以在差分相关单元81和检测单元82之间设置一个归一化处理单元，使其对差分相关单元81输出的差分相关值序列进行功率归一化处理，然后再由检测单元82检测归一化处理后的差分相关值序列(即差分相关系数序列)，获得最大相关峰的位置或者是最大相关峰平台的位置。
请参阅图9，其为本发明公开的一种下行同步信号定位装置的第二实施例示意图。所述装置与图8所示装置的区别之处在于，在差分相关单元81和检测单元82之间设置一个归一化处理单元91，用于对差分相关值序列进行功率归一化处理。其包括自共轭相乘子单元911、归一化参数获取子单元912和相关值修正子单元913。
接收单元83的处理情况与上个实施例相同，因而不再赘述。接收单元83将接收序列分为两路，分别送至差分相关单元81中的差分共轭相乘子单元811及归一化处理单元84中的自共轭相乘子单元911。
差分共轭相乘子单元811对所述接收序列进行移位相关，得到差分共轭相乘序列。所述差分共轭相乘序列进入差分相关值计算子单元812，计算差分相关统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，得到差分相关值序列。
自共轭相乘子单元911对所述接收序列进行自共轭相乘，得到自共轭相乘序列。然后由归一化参数获取子单元912计算所述自共轭相乘序列统计窗中进行相关运算的两子序列的均方根之积，得到平均幅度积序列，即归一化参数。
差分相关值计算子单元812将得到的差分相关值序列输出给相关值修正子单元913，归一化参数获取子单元912也将得到的归一化参数输出给相关值修正子单元913，相关值修正子单元913根据该归一化参数对差分相关值序列进行修正，即将差分相关值序列中的各值除以该归一化参数，获得修正后的相关值序列。由于该相关修正值序列是通过相关值除以相关序列的平均幅度得到的，因此消除了上行时隙强信号对UE接收信号幅度的影响，使其能更好地体现实际发送信号的功率大小。
最后，由检测单元82从相关值修正子单元输出的修正后的相关值序列(即差分相关系数序列)中找到最大的相关峰或相关峰平台，具体原理和上个实施例相同，因而不再赘述。
需要说明，虽然上述实施例均是以时分双工的TD-SCDMA演进系统为例进行的说明，但是相应的技术也完全可以用于频分双工系统中的，例如在下行方向具有由终端用于进行下行同步的导频时隙的频分双工移动通信系统。此外，本发明方案也不仅仅适用于正交频分复用系统，只要下行同步信号具有时域重复性就可以适用于本发明公开的技术方案。
以上对本发明所提供的一种下行同步信号定位方法及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式
及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
权利要求
1.一种下行同步信号的定位方法，其特征在于对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象，确定下行同步信号位置。
2.如权利要求1所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于还包括对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列。
3.如权利要求1或2所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰，将所述最大相关峰出现位置作为下行同步信号的位置标识。
4.如权利要求1或2所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于根据所述差分相关值序列搜索最大相关峰平台，将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。
5.如权利要求4所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于将相关峰平台长度内的差分相关值进行累加；在差分相关值序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台；将所述最大相关峰平台所在位置作为下行同步信号的位置标识。
6.如权利要求5所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于根据循环前缀的长度设置相关峰平台长度。
7.如权利要求2所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于对所述接收序列进行自共轭相乘，得到自共轭相乘序列；计算所述自共轭相乘序列统计窗中进行相关运算的两子序列的均方根之积，得到平均幅度积序列；将所述差分相关值序列除以平均幅度积序列，获取修正后的差分相关值序列。
8.如权利要求1所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于对所述接收序列进行移位共轭相乘，得到差分共轭相乘序列；计算统计窗内差分共轭相乘序列的平均值的模，获取差分相关值序列。
9.如权利要求7或8所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于所述统计窗长度为NFFT/2，NFFT为OFDM符号的傅立叶变换长度。
10.如权利要求1所述的下行同步信号的定位方法，其特征在于所述下行同步信号具有时域重复性。
11.一种下行同步信号的定位装置，其特征在于包括差分相关单元，用于对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；与差分相关单元电连接的检测单元，用于根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象。
12.如权利要求11所述的下行同步信号的定位装置，其特征在于还包括归一化处理单元，用于对差分相关值序列进行功率归一化，获取修正后的差分相关值序列。
13.如权利要求11或12所述的下行同步信号的定位装置，其特征在于所述检测单元包括比较子单元，用于在所述差分相关值序列中搜索最大相关峰。
14.如权利要求11或12所述的下行同步信号的定位装置，其特征在于所述检测单元包括累加子单元，用于将相关峰平台长度内的差分相关值进行累加；比较子单元，用于在差分相关值序列中搜索具有最大累加值的相关峰平台。
15.如权利要求11所述的下行同步信号的定位装置，其特征在于所述下行同步信号具有时域重复性。
全文摘要
本发明公开了一种下行同步信号的定位方法，首先对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；然后根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象，确定下行同步信号位置。本发明还公开一种下行同步信号的定位装置，包括差分相关单元，用于对接收序列进行移位相关，获取差分相关值序列；与差分相关单元电连接的检测单元，用于根据所述差分相关值序列搜索最大相关对象。
文档编号H04B1/707GK101060366SQ20061007249
公开日2007年10月24日 申请日期2006年4月17日 优先权日2006年4月17日
发明者于洋, 孙韶辉, 王映民 申请人:上海原动力通信科技有限公司