专利名称：校正通信系统中数据流的数据包的采样频率偏移的方法
技术领域：
本发明涉及无线通信系统中某种信号损伤(signal impairment)的校正。更具体地说，本发明涉及无线通信系统中的载波频率偏移、采样频率偏移和相位噪音的估计和校正。
背景技术：
无线通信系统通常会使用至少一个发射器/接收器对，在该发射器/接收器对之间交换数据传输信号。在这样的无线系统中，发射器通常负责对数字信息编码并将它调制到模拟载波信号中(例如无线电信号)。随后，接收器解调并解码数字信息。有很多已知的调制和解调通过模拟载波信号发送的数字信息的技术。
尽管在特定的无线系统中使用了特殊的调制技术，但是在调制—传输—解调的周期过程中，模拟载波信号还是常常受到某些损伤和衰减。这样的信号损伤表明它们本身以多种方式包括载波频率偏移(CFO)和采样频率偏移(SFO)。相位噪音是另外的损伤。这些损伤，如果不去校正，会导致数字信息的恶化。
随着调制技术发展得更为精密复杂，无线通信系统的复杂性、速度和灵敏度被不断推向极限。因而，这有利于不断寻求改善无线通信信号中CFO、SFO、相位噪音和其他类似损伤的估计和校正。
附图是本说明书的一个组成部分，它们使本发明被更好的理解。它们与描述一起提供本发明的实施例。附图中图1示出了无线通信系统中接收器的物理层；
图2更详细的示出了本发明的实施例中的可能使用的物理层部分；图3A和3B示出了在无线通信系统中，各种信号损伤如何影响信号的相位；图4A和4B示出了在接收信号中估算和校正CFO的方法；图5示出了在接收信号中估算和校正SFO的方法。
现结合参考附图描述此发明。在附图中，相似的参考编号表示相同或功能相近的元件。另外，最左边的数字或参考编号的数字表示参考编号首次出现的图。
具体实施例方式
I典型运行环境概述虽然在此参照特殊应用的示例性实施例对本发明进行描述，但是应当理解本发明不限于此。有权使用此技术的本领域技术人员将会意识到落入权利要求范围内的修改、应用和实施例、以及在其中本发明起重要作用的其他领域。
例如，上下文将在使用正交频分调制(OFDM)的无线局域网(WLAN)中来描述本发明。选取这个典型的环境是因为OFDM是一项常用的调制技术，并在为无线局域网(WLAN)颁布的IEEE802.11a/b/g标准中使用。无线以太网HIPERLAN-2也是基于OFDM的。此外，即将出版的WLAN系统的IEEE802.11n标准也被期望使用某些形式的OFDM。然而，那些本领域的技术人员将会意识到，在此描述的方法和系统同样可应用到其他调制、传输和解调方案中。
OFDM基带符号是许多正交副载波的集合，在此有时被称为信道或频音(tone)。每一个频音被它自己的数据独立调制，因此携带它自己的数据星座。调制方案也许不尽相同，但是通常都是某种类型的正交调幅(QAM)、互补码键控(CCK)或者相移键控(PSK)。其它的调制方案也在本发明所涵盖的范围内。复合基带信号通常被用来调制载波频率为(fc)的主射频(RF)信号。OFDM调制和解调通常由快速傅立叶变换(FFT)技术来实现。当OFDM技术与信道编码技术结合使用的时候，就被称为编码OFDM或COFDM。
使用OFDM的WLAN信号中的每一个数据包都有有效载荷部分，所述有效载荷部分包含许多数据符号。典型的OFDM数据符号使用20MHz的带宽，且通常由大约52个副载波或频音组成。有两种类型的活动频音——数据频音和导频音。通常在48个数据携载频音中散布四个导频音。导频音通常被用作相位基准。OFDM数据包之前通常都有前导信号。这个前导信号可以被用做数据检测和同步，它通常都包括如数据速率和数据包长度这样的信息。通常，前导信号包括两个或更多重复的前导信号部分。例如，数据包之前可能有重复十次的短暂0.8μs前导信号，紧跟着是重复两次的长3.2μs的前导信号。上面所描述的数据包和前导信号仅仅是示例性的。它们最终的形式和内容通常是由通信系统中应用何种标准所决定的。
在广域无线传播中，一个或多个接收器可同时从几个空间分布的接收器处接收信号。这样的系统可被称作多输入多输出(MIMO)系统，或者多输入单输出(MISO)统。MIMO和MISO系统是有益的，因为多个发射器只会在有限的几个副载波或频音上彼此破坏干扰，然而大多数副载波或频音实际上会在广阔的空间范围内相互增强。可是，虽然如此，OFDM信号在信道中可能发生时变，表现为载波频率偏移(CFO)。经过一段时间，CFO会导致数据符号的相位旋转。如果不校正，频谱(和数据星座)会移位，将导致接收器输出的数据损伤。
另外一种常见的数据损伤是采样频率偏移(SFO)。SFO发生在采样时钟与理论或预期速度有微小差异时(例如，稍快一点或稍慢一点)。例如，理论上为80Mhz的采样时钟，实际上可能以80.08MHz或者是79.06MHz采样。这样的偏移在数据处理中产生了问题。例如，在80.08MHz的一千次取样中，第1000次采样可能实际对应的是第999段数据。这被称为“采样滑动(sampleslip)”。然而，即使是很少的采样，SFO也会有效地导致所接收符号的数据星座的微小相位变化。这个相移会在每个接收符号中线性传递。如果不去校正，这样的相移会使接收到的数字信息恶化。如在下面更详细解释的，发明者已经确定了CFO和SFO的之间的关系，因此可以有效地进行SFO估算和校正。
无线通信系统另外一种常见损伤就是相位噪音。相位噪音是由实际(非理想)无线电波对信号上变频或下变频引起的。相位噪音随意影响接收信号。
如上所述，发明者发现了一种改善无线通信系统中CFO、SFO和相位噪音的估算和校正的系统和方法。上下文在上述使用OFDM调制/解调方案的典型WLAN环境中描述在此公开的本发明的实施例。在下面的部分中将更完整地描述CFO、SFO和相位噪音的估算和校正。
II载波频率偏移的估算和校正A概述如上所述，MIMO或MISO无线通信系统使用至少一个发射器/接收器对，在该发射器/接收器对之间交换数据传输信号。发射器通常编码数字信息，并将它调制到一个模拟载波信号中(如无线电信号)。在接收器中，接收载波频率为(fc)的模拟载波信号，并把它下变频到基带上，并解调和解码其上携载的数字信息。下变频、解调和解码发生在接收器的物理(PHY)层上面。在解调处理过程中，任何信号损伤必须被估算和校正，以防止携载的数字信息可能的恶化。
可在接收器的PHY层中的基带上执行CFO估算和校正。使用接收到的数据包的前导信号和有效载荷部分进行CFO的估算和校正。对于前导信号部分，校正被反复应用到连续的前导信号部分，最后应用到有效载荷部分。对于有效载荷部分，进行CFO估算并在使用多种频音的频率上、以及使用多种符号的时间内进行平均。在MIMO和MISO系统中，也在使用来自多个空间分布的接收信号的空间上对CFO估算进行平均。CFO校正也通过信号处理管线、作为数据包中的符号重复的应用到有效载荷中。
CFO估算和校正方法也在题为“无线通信系统中载波频率估算和校正的设备和方法”、代理所案号1875.7420001的申请中描述，通过引用该申请的全文结合在此。
B载波频率偏移估算和校正的详细描述图1是能够在MIMO或MISO WLAN环境中运作的接收器中的典型PHY层100的框图。这种环境非常典型，因易于解释而被选择，但并不限于此。PHY层100连接到天线105，并接收一个或多个输入模拟射频载波信号102a-102n，在输入模拟射频载波信号102a-102n上已经调制有数字信息。PHY层100包括RF调谐器110、RF滤波器115、模数转换器120、RF解调器125、解码器130和串行器135。PHY层100的输出连接到媒体访问控制(MAC)层。PHY层100还包括物理状态机112，物理状态机100为PHY层100中某些可编程元件提供控制功能(CONTROL)。本发明主要在RF解调器125部分上执行。如上所述，可使用数据包的前导信号和有效载荷部分进行CFO的估算和校正。首先介绍有效载荷CFO估算和校正。
1.数据CFO估算图2是RF解调器125部分的框图。接收信号的主信号通道从频率校正模块204开始，继续至接收滤波器和下采样模块206、循环字首清除模块208、时域锁相环(PLL)校正模块212、快速傅立叶变换(FFT)模块214、频域PLL校正模块216、均衡器220和符号解映射模块222。为了便于描述，将主信号通道分组为在FFT模块214之前的第一信号处理阶段205和在FFT模块214之后的第二信号处理阶段217。
如图示，第一信号处理阶段205在FFT模块214之前。这个阶段的整体没有被详细示出，它负责将接收到的数据流下变频转换到基带上，并为FFT模块214中的解调准备信号。如图所示，第一信号处理阶段205包括接收滤波器和降采样模块206以及可选的循环字首清除模块208。如在下面将更详细解释的，在第一信号处理阶段205，数据包的前导信号部分被用来产生前导信号CFO估算294。这在前导信号估算模块250中完成。要注意到，第一信号处理阶段205中的特定部分只是示例性的，并不用来限制附属权利要求的范围。
FFT模块214主要负责解调接收到的被下变频频转换过的数据流。也就是，FFT模块214把接收到的数据流扩展为正弦分量，以利于做更进一步的信号分析，如符号解映射和解码。时域PLL校正模块212在FFT模块214之前，而频域PLL校正模块216在FFT模块214之后。如下面更详细解释的，这些PLL校正模块是典型的乘法器，它允许在进行物理层的信号处理部分时，能够对接收的数据流进行频率或相位校正。
第二信号处理阶段217在FFT模块214之后，其后解码外加的数字数据，以在接收器的媒体访问控制(MAC)层进行更进一步的分析和分配。如图示，第二信号处理阶段217可包括均衡器220和符号解映射模块222。如第一信号处理阶段205，上述第二信号处理阶段217的具体部分是示例性的，并不用来限制附属权利要求的范围。
图2中还示出了CFO估算器260。CFO估算器260从本质上来说是锁相环(PLL)，它接收第二信号处理阶段的输入，并与FFT模块214并联。一般来说，PLL是闭环频率控制系统，它使用反馈来使输出信号和参考信号保持特定的相位关系。CFO估算器包括相位检测器262、导频/数据加权模块268、频音平均模块263、符码率环滤波模块264以及数据流平均模块266。这些模块中的每一个都从PHY状态机112接收CONTORL信号，借此可以对它们的运作进行编程。如下面将更详细描述的，相位检测器262产生输出信号，所述输出信号与两个输入信号的相位差成比例。符码率环滤波器264模块包括压控振荡器(VCO)/积分器，它是产生频率与输入电压成比例的交流输出信号的电路。符码率环滤波264是可编程电路，被用来控制CFO估算器(PLL)的动态性和系统性能。本领域的技术人员应该熟悉各种PLL电路元件的功能。
CFO估算器260还包括很多平均模块。更详细的说，CFO估算器260包括导频/数据加权模块268、频音平均模块263和数据流平均模块266。这些可编程的平均模块可以被用来进一步改进由相位检测器262产生的初始CFO估算值。
一般来说，CFO估算器260接受三种输入信号。这些输入信号，如下面更详细描述的，表示来自第二信号处理阶段217的接收信号292、来自信道估算模块223的信道CFO估算293、以及来自乘法器226的加权传输信号估算296。如下面将更详细解释的，乘法器226根据物理量状态机112中的可编程控制信号，将恰当的权重分派给每一个所传输的信号估算(例如，导频估算225或数据频音估算240)。作为选择的，这些权重可能由导频/数据加权模块268分配。在实施例中，导频估算225与数据频音估算240相比，被加权的更多。应该注意到CFO估算器260的特殊配置和它接收输入信号的方式只是示例性的。本领域内的技术人员可以不脱离本发明的精神实质和范围，设计出其他的配置。
为了便于进一步描述CFO估算器260的运作，提供了以下等式和数学公式。另外，应当注意到，这些数学公式是理论的表示，而不是物理模型。同样的，它们不代表信号实际的传播和损伤。
MIMO或SIMO系统中的第n个发射器发射被相位噪音损伤的信号，其CFO如下xn(t)=ej2πΔftxtejθn(t)sn(t)---(1)]]>其中，xn(t)是接收信号，ej2πΔftxtejθn(t)是相位噪音分量，sn(t)是传输的信号。
做一个保守的假设，相位噪音和多个(N)传输天线无关，而CFO和相同的天线有关，接收信号的矢量表示就变成 不良采样或者SFO引起附加的信号损伤。假设SFO和这N个传输天线相关，那么被采样的传输信号变为 这里(Ts+ΔTs)是SFO分量。
对单个符号，相位噪音(ejθn(qTs))可以在一个符号时间(ejθn，l)近似为常数。这与频域内的平相移相符合。进一步假设第l个符号的残余CFO很小，那么如图3A所示，SFO可以近似为平相移。最后，如果假设SFO很小，那么如图3B所示，SFO可以在频域上近似为线性相移。第l个传输符号的第k个频音的频域表示就是 接收器相位噪音以相似的方式影响传输信号。因此 使用如下的简化符号ejλk(2l-1)=ej2π(Δs,lx+Δs,rx)k(2l-1)2Ts---(6)]]>ejψ(2l-1)=ej2π(Δflx+Δfrx)k(2l-1)T2---(7)]]>βn,l=ejθn,l---(8)]]>αm,l=ejφm,l---(9)]]>γmn，l＝ejψ(2l-1)αm，lβn，l(10)受损的接收信号向量[Y]和纯净的传输信号向量[S]之间的关系(为了容易读，省略了α、β和γ的下标l和HMN的下标k)是
根据相移(γmn)，对于MIMO系统有下面的关系 这里[Y]向量包括第M个接收器中第k个频音第个l符号的接收信号。[H]向量表示接收器/发射器对(M，N)之间的估计信号损伤(例如CFO或SFO)，γ表示相位偏移。[S]向量包括从第N个发射器中发出的第l个符号和第个k频音的传输信号的估算296。
如果向量[Z]是根据等式13的[H]和[S]的乘积得到的，那我们可以解决相移γ的公式，相移γ可以表示为逆[Z]矩阵乘以向量[Y]。
γ≈1/[Z]·[Y] (14)应该注意到，上述的数学描述为CFO、SFO和相位噪音提供了便利的模型。然而，它们不是物理模型，因此不能代表信号的实际传播和损伤。但是，上面所描述的数学模型对阐明目的是有帮助的，并在下面的描述中被用作参考。
用公式14，现在在图4A和4B中描述对在上述典型WLAN环境中运作的接收器中的CFO进行估算和校正的大体方法。如前所述，接收到的数据包包含了很多数据流，每一个数据包都有含有很多个前导信号部分的前导信号。前导信号之后是有效载荷，所述有效载荷包括很多数据符号L。每第l个数据符号，依次，有许多频音K。每第k个频音传输它独有的数据。在MIMO或SIMO系统中，每一个数据包中都有M个接收到的数据流。
一般来说，方法400A和400B包括，对于每一个数据符号，进行前导信号CFO估算和每频音的CFO估算。基于前导信号CFO估算进行初始CFO校正。然后，对于数据包中的第l个数据符号，每频音估算在频率、时间和空间上被平均，产生数据CFO估算，pdata。然后使用pdata估算和/或前导信号CFO估算ppreamble更新接收器中的CFO。这些步骤对数据包中的每第l个数据符号重复。
更详细的说，方法400A从步骤402开始，在402中通过使每个数据包前面重复的前导信号部分相互关联来进行前导信号CFO估算，ppreamble_stream(m)。前导信号估算的得到在下面的第2部分会更详细的进行说明。在步骤403a中，权重被分配到每一个ppreamble_stream(m)。之后，根据步骤403b，单个的前导信号CFO估算，ppreamble，由平均M个被加权的每数据流ppreamble_stream(m)CFO估算来得到。
根据步骤404，接下来，基于单个前导信号CFO估算ppreamble进行初始CFO校正。然后根据步骤406，每频音CFO估算被连续地在频率、时间和空间上被平均，从而得到数据CFO估算pdata。步骤406，如下面会更为详细解释的，对l个数据符号中的每一个重复。最后，根据步骤408，每一个接收数据流中的任何CFO都会根据数据CFO估算，pdata，和/或前导信号CFO估算ppreamble被校正。
图4B更详细的描述了CFO估算是怎样连续的在频率、时间和空间上被平均而产生出被应用于接收器的最后CFO估算。为了便于描述，参考上述的数学公式对方法400B进行描述，所述数学公式是参照图2的数学公式。可是，如前面所说，这些数学公式和对图2的参考不用来限制附属权利要求的范围。。
方法400B从步骤410开始，其中对于数据包中的第l个符号，为数据符号中K个数据频音中的每一个产生每频音CFO估算ptone(k)。这个每频音CFO估算基于(i)接收信号[Y]；(ii)信道估算[H]；(iii)数据估算或导频信息[S]。如图2所示，典型乘法器226的控制信号(CONTROL)提供了一种选择数据204或导频225信息是否将与信道估算[H]291和接收信号[Y]292相结合的方法。然而，乘法器226的使用仅仅是示例性的，本领域内的普通技术人员在有必要时，可想出其他在数据和导频信息中做出选择的方法。
根据步骤415，将权重分配给K个每频音CFO数据估算中的每一个。频音权重基于信道状况。如上所述，单个频音有可能是数据频音或者是导频。数据频音携载有被调制在其上的数字数据星座，而导频携载预定的已知数据星座。因此，可以从数据频音或导频中得到传输频音的估算。
如果是由数据频音得到的估算，那么它由符号解映射模块222的输出得到，模块222使用了熟知的决定定向技术来估计数据频音中的内容。这个已知的技术包括对数据星座中单个数据点的“最近邻居(nearest neighbor)”估算，或对数据星座中的每一点提供“决定边界”。如果是由导频得到的频音估算[S]，那么从仅为导频提供已知数据的导频发生器224中得到估算。
在实施例中，导频估算与数据频音估算相比，被加以更多的权重。在典型的实施例中，乘法器226根据PHY状态机112中的可编程控制信号CONT将合适的权重分配给每一个传输信号估算。然而，本技术领域内的普通人员可以想出将恰当的权重分配给K个每频音CFO估算的其他办法。例如，在相位检测器262之后的导频/数据加权模块268可以将恰当的权重分配给每个频音CFO估算。
在实施例中，加权传输频音估算296[S]和信道CFO估算293[H]一起被接收到相位检测器262中。这些信号可能和相位检测器262相结合——例如，和乘法器——它在等式14中可以被向量[Z]所表示。这样，这个向量可以表示精确的每频音传输信号估算。相位检测器262还接收到数据信号292。被接收的数据信号292由等式14中的向量[Y]表示，它可以在符号解映射模块222中作出的估算之前、从频域PLL校正模块216的输出中得到。
如图3A所示，由于CFO引起的相偏移在单独的数据符号中基本上是恒量。因此，根据步骤420，接下来通过平均K个加权的每频音CFO估算，为第l符号生成CFO估算psym(l)。这由频音平均模块263来完成。每符号CFO估算表示数据符号中的K个频音所占用的频率带宽上的CFO平均值。
在步骤425和430中，计算出第二个加权平均值。根据步骤425，将权重选择性地分配给步骤420中产生的l个每符号CFO估算中的每一个。然后，根据步骤430，被加权的l个每符号CFO估算被平均，生成数据流CFO估算，pstream(m)。因此，数据流CFO估算pstream(m)表示在数据包通过信号处理管线时的平均CFO。这种平均由码率环滤波模块264中完成。在实施例中，每次数据流CFO估算pstream(m)被计算，大多数最近的每符号CFO估算被连续的赋予了最多的权重，而较老的每符号估算上的权重却不断减少。
如果有多个接收数据流M，如在MIMO或SIMO通信系统中，那么根据步骤435和440，对每个M数据流重复步骤410-430，以生成M个数据流CFO估算，pstream(m)。在步骤435中，给m个每数据流CFO估算中的每一个分配权重。基于信道使用状况例如信道中的信号质量来分配相关的权重。信道中的信号质量越高，就被分配越多的权重。根据步骤440，接下来M个数据流CFO估算被平均，以产生单个数据CFO估算，pdata。数据CFO估算，pdata，基本上等于CFO在空间上面的平均——也就是在两个或者更多个空间分布的发射器上的平均。这个平均过程由数据流平均模块266完成。
回忆起前面所说，数据包都有数据部分和前导信号部分。在步骤410至440中产生的数据CFO估算，pdata，可以和前导信号CFO估算一起使用，以生成或更新修正数据包CFO估算，ppacket。根据信道条件和系统特性，数据包CFO估算，ppacket，可包括前导信号CFO估算、数据CFO估算、或者两者的组合。理想地，最可靠的CFO估算——通常是前导信号CFO估算——会被使用。然而，在噪音环境下或者比较差的信道中，就得使用数据CFO估算或者前导信号CFO估算或者两者的组合。因而，根据步骤445，使用前导信号CFO估算和/或数据CFO估算，pdata生成数据包CFO估算，ppacket。
最后，按照步骤450，每一个数据流中的CFO都根据数据包CFO估算ppacket被校正。校正由CFO校正发生器280完成，它接收CFO PLL260的输出，然后将它应用到时域PLL校正模块212中。在实施例中，校正模块212可以作为FFT模块214之前的乘法器来实现。可以看到，虽然CFO估算用解调数据完成(也就是FFT之后的数据)，可是频率校正却在FFT运行前进行。按照步骤455，对数据包中的每个数据符号重复步骤410到450。
总的来说，对于数据包上的第l个数据符号，对数据符号中K个频音中的每一个都进行每频音CFO估算，而且在频率、时间和空间上被连续平均，以生成数据CFO估算。数据CFO估算可以和前导信号CFO估算(见下文)相结合，用以更新数据包CFO估算。然后，数据包CFO估算可以应用到正通过信号处理管线的数据流上。按照这种方式，仅仅在几个数据符号已经通过信息处理管线后，任何载波频率都会被充分去除，因此可以精确的对外加在其上的数字数据进行解映射和解码。
2.前导信号CFO估算和校正作为整个系统CFO估算和校正处理的一部分，可使用数据包前导信号来进行前导信号CFO估算。每个数据包之前都有前导信号。前导信号有重复的前导信号部分。例如，数据包之前可能有重复十次的短暂的0.8μs前导信号，紧跟着是重复两次的长3.2μs的前导信号。前导信号的最终形式和内容是由通信系统中应用何种标准所决定的。不管前导信号的特殊形式，重复的前导信号内容是完全一样的。这允许所重复的前导信号彼此比较，如果探测到相位变化，就得到粗略的CFO估算。
为了进行前导信号CFO估算，重复的前导信号部分相互关联。为了便于解释，对该相关性在数学上进行如下的描述。假设第一个接收数据信号X1可以由X1＝S1ej2π(fc)(Ts)+V1表示。其中S1是发射采样，fc是模拟载波信号发射和接收的复合中心频率，Ts是采样速率，V1是噪音项。连续重复的前导信号部分的完全相同的部分的第二接收采样可以表示为XN+1＝S1ej2π(fc)(N+1)(Ts)+V2。采样的相关性表示为X1*XN+1＝|S1|2ej2π(fc)(Ts)N+V1·S1ej2π(fc)(N+1)(Ts)。可以看到，每一个相关项的相位幅角是2π(fc)(Ts)N。因此，如果在前导信号的重复部分对连续采样的相关性求和，那么总和基本等于相位幅角2π(fc)(Ts)N。因为N和Ts都是已知量，所以可以解决实际的fc，并且和理论上的fc相比较以得到前导信号CFO的估算。
在MIMO或SIMO系统中，有许多来自于空间分布的发射器上的基本相同的接收数据流。这使得M个数据流上的前导信号相关和求和，其方式与在单个数据流的上的重复前导信号一样。而且，M个数据流上的每一个的前导信号估算都会在被合并到单个CFO估算之前，根据接收信号质量估算被加权。接收信号中信号质量较好的前导信号CFO估算，与接收信号中信号质量较差的前导信号CFO估算相比，获得更多的加权。这使得在MIMO或SIMO系统中，可以得到更精确的前导信号CFO估算。
前导信号CFO估算可以被应用到数据包的连续部分。数据包上的连续部分可以是有效载荷部分。选择性地，数据包上的连续部分是连续前导信号部分。无论哪种情况，这样的校正都使得，当数据包正通过的第一信息处理阶段205时，在网络上的CFO逐渐变小。
III采样频率偏移的估算和校正如前所述，另外一种常见的损伤是采样频率偏移(SFO)。SFO发生在采样时钟与预想的或理论的采样率有微小差异时(比如说稍快或稍慢)。例如，理论上为80Mhz的采样时钟，实际上可能以80.08MHz或者79.06MHz采样。这样的偏移引起了数据处理中的问题。例如，在80.08MHz的一千次采样中，第1000次采样可能实际对应的是第999段数据。这被称为“采样滑动”。采样滑动发生在正向或负向上，这取决于相位变化(phase roll)的积累方向。然而，即使是很少的几个采样，SFO也会有效的引起接收符号的数据星座的微小相位变化。如图3B所示，这个相移会在每个接收符号中线形传递。如果不去校正，这样的相移会使接收到的数字信息恶化，尤其在符号带宽的外端。
发明者得出了CFO和SFO之间的关系，这种关系允许有效的SFO估算和校正。在通信系统中，如前面所述的典型OFDM WLAN中，常使用的单晶体振荡器时钟，用它可以得到其他的系统时钟。因此，在这样的系统中，同一个晶体振荡器驱动采样频率(fs)和载波频率(fc)。在这样的系统中，期望SFO是与理论fs完全相同的比例，而CFO与理论fc有完全相同的比例。换句话说，如果以部分/每百万来表示CFO和SFO，那么它们的值将会完全相同。在CFO已知的情况下，这个关系可以有效地估算和校正SFO。
回到图2，它示出了估算和校正SFO的系统。如前面所详细描述的，图2示出了使用数据包前导信号部分来进行前导信号CFO估算的前导信号估算模块250。图2还示出了CFO估算器260，它对每一个符号，首先进行每频音CFO估算，然后在时间、频率和空间上平均该估算(如果需要)，以进一步修正和产生数据CFO估算，从而进一步修正CFO估算。因此，CFO估算器260的输出就表示了数据CFO估算，pdata。以上所描述的估算CFO的方法，可以在本发明中实现。然而，本发明并不限于此方法，本技术领域已知的估算CFO的其他方法同样可以被使用。
图2还示出了与输出CFO估算器260相连的SFO校正模块270。SFO校正模块270包括SFO计算器272，SFO计算器272利用CFO和SFO之间的假设关系来产生SFO估算。如前面所述，SFO大概等于理论fs乘以CFO估算值261(来自CFO估算器260)，再除以理论fc。SFO相校正发生器274与SFO计算器272相连。SFO校正发生器274接收SFO估算，产生SFO相位校正，并将它应用到接收数据流中。在实施例中，SFO相位校正被应用到FFT模块214之后的频域PLL校正模块216，从而实现与估算的SFO相反的相位变化。在选择性的实施例中(未图示)，通过使用线性插值器将SFO相位校正作为时间校正(ΔTs)应用于数据流中。通常在FFT模块214之前应用这样的校正。时序被移位了ΔTs，以确保在数据星座的理想点上进行数据采样。
SFO相位发生器274还包括SFO旋转器(rotor)276。SFO旋转器276被用来跟踪整体的相位变化。如前所述，如果由于SFO引起的整体相位变化达到某一个极限值，有时指“防护间隔”，就可发生采样滑动。换句话说，当SFO引起符号间的线性相位变化，那么符号带宽边缘的数据或导频就会偏移到超出符号解映射模块222决定边界的程度。在某个极限值(通常是大概采样间隔一半(Ts/2))，SFO相位变化跟踪器(PRT)276就发送信号277给循环字首清除模块208，命令它提前或延迟数据采样。这可通过将数据信号向想要的方向旋转360度来完成。例如，当负向的相位变化大于预定的防护间隔时，可以通过将接收数据流负向旋转360度来提前这个采样。或者，当正向的相位变化大于预定的防护间隔时，可以通过将接收数据流正向旋转360度来延迟这个采样。如图2所示，循环字首清除模块208在接收滤波和向下采样模块206之后。
图5示出了在接收数据流中估算和校正SFO的方法500。方法500可以与CFO校正方法相结合，在数据包中第l个符号中的每一个上应用。如前面提到的，所描述的方法假定fs和fc由通用时钟源驱动，例如晶体振荡器。根据步骤510，在接收数据包中对CFO进行估算。以上详细描述了两种估算CFO的方法。然而，本领域已知的估算CFO的其他方法，一样可以被使用。
在步骤515中，由CFO估算得到SFO估算。如上所述，当fs和fc由通用时钟源驱动时，SFO可以被认为与理论fs有完全相同的比例，而CFO则与理论fc有相同比例。更具体的说，SFO大概等于理论fs乘以上述的CFO估算，再除以理论fc。SFO估算可以由前导信号CFO估算294或数据CFO估算261、或者其他估算CFO的已知方法得到。
在步骤520中，可以根据得到的SFO估算，对第k个频音中的每一个进行SFO相位校正。有了上述SFO和CFO之间的关系，就可以决定出应用到正通过主数字信号处理管线中的数据流上面的校正相差是多大以及是什么方向。
在实施例中，根据步骤525，通过使用FFT模块214之后的频域PLL校正模块216，每一个接收数据流中的SFO都被校正。SFO相位校正的使用，引起了校正微小SFO的每个接收数据流上的相位变化。选择性地，可以使用插值滤波器(未显示)，根据得到的SFO估算使得采样在时间上平移。这对确保采样点与包含在多个数据频音中的数据星座中的理想点相符和会有影响。通常在FFT模块214之前使用这样的插值滤波器。在任何情况下，SFO相位校正发生器274都会根据所使用的校正类型，确保SFO校正以恰当的方式进行。
根据步骤530，SFO引起的相位变化被跟踪。如上所述，SFO引起的相位变化随着时间而增大。如果SFO引起的相位变化太大，就会发生采样滑动。因此，如果由于SFO引起的相位变化超过某个预定的极限值，那么接收数据流的相位就会在恰当的方向被旋转360度，以防止采样滑动发生。如前面所提到的，这个极限值大概等于采样间隔Ts的一半。
因此，根据步骤535，确定由SFO引起的相位变化是否大于预定的极限值。如果相位变化不大于这个极限值，采样滑动不会立即发生，根据步骤530，SFO PRT 276会继续监视相位变化。可是，如果相位变化超过了预定极限值，那么根据步骤540，数据流会被恰当的提前或延迟一个采样点进行采样。同时，SFO相位校正会在恰当的方向上被旋转360度。如果采样被提前，那么SFO相位校正就会被负向旋转360度。如果采样被延迟，那么SFO相位校正就会被正向旋转360度。采样被提前或者延迟之后，那么根据步骤530，系统会返回来跟踪由于SFO引起的相位变化。
总而言之，当fc和fs由通用时钟源驱动时，SFO可以由CFO估算出来。SFO校正由SFO估算得出，然后被应用到数据流上。由SFO引起的相位旋转被跟踪。如果由SFO引起的相位旋转超过预定值，那么采样就被提前或者延迟以防止SFO引起采样滑动。SFO相位校正同时被恰当的旋转360度，系统继续跟踪由SFO引起的相位变化。
以上描述了本发明的各种实施例，都可以在交互式作图仪上画出来。应该理解，这些实施例的目的仅在于举例说明，而不是限制性的。本领域的技术人员知悉，在不离开如权利要求所定义的本发明的精神和范围情况下，上述实施例的形式上和细节还可做各种的改变。因此，本发明的保护范围不当仅局限于以上描述的任一实施例，而应该依照权利要求及其等同来限定。
权利要求
1.一种校正通信系统中的一个或多个数据流的数据包的采样频率偏移的方法，其中载波频率(fc)和采样频率(fs)由通用时钟源驱动，其特征在于，所述方法包括对于数据包中第l个符号中的每一个(a)估算接收数据包中的载波频率偏移；(b)由所述载波频率偏移估算得到采样频率偏移估算，其中采样频率偏移大约等于fs乘以所述载波频率偏移估计值，再除以fc；(c)根据数据包中第k个频音中的每一个的采样频率偏移估算，得到采样频率偏移相位校正；以及(d)将所述的采样频率偏移相位校正应用到所述的接收数据流中。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的接收数据包有前导信号部分，所述载波频率偏移估算值从所述的前导信号部分得到。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的数据包有有效负荷部分，所述的载波频率偏移估算值从所述有效负荷部分得到。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括(e)追踪由于采样频率偏移引起的相位变化；(f)当所述的相位负向变化大于预定阈值的时候，将采样处理的开始位置提前一个采样，从而防止采样滑动，同时将采样频率偏移相位校正旋转负360度；以及(g)返回到步骤(e)。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括(e)追踪由于采样频率偏移引起的相位变化；以及(f)当所述的相位正向变化大于预定阈值的时候，将采样处理的开始位(g)置延迟一个采样，从而避免采样滑动，同时将采样频率偏移相位校负旋转负360度；以及(h)返回到步骤(e)。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，使用快速傅立叶变换解调所述的接收数据包。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的采样频率偏移校正在所述的FFT之后应用的相位校正。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的采样频率偏移校正在所述的FFT之后应用的时间校正。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的载波频率偏移估算值，对于数据包中的第l个数据符号，可通过得到每频音载波频率偏移估算值并将所述每频音载波频率偏移估算值在频率、时间和空间上连续平均，来得到所述载波频率偏移估算值。
全文摘要
本发明涉及一种校正通信系统中的一个或多个数据流的数据包的采样频率偏移(SFO)的方法，其中载波频率(f
文档编号H04B7/26GK1881823SQ200610092478
公开日2006年12月20日 申请日期2006年5月31日 优先权日2005年6月17日
发明者瑞贾得·T·慕塔, 罗伊特·V·盖克瓦德 申请人:美国博通公司