专利名称：均衡器和均衡方法
技术领域：
本发明涉及OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交频分复用)数字调制后的信号的解调，特别涉及使用导频符号(pilotsymbol)的均衡器(equalizer)和均衡方法。
背景技术：
在地面波数字广播(ISDB-T)中，采用了抗多径干扰较强的OFDM数字调制方式。为了对通过OFDM调制方式调制后的信号(以下称为OFDM信号)进行解调，作为解调用的振幅相位基准，有在频率方向和时间方向上分散导频符号的离散导频(scattered pilot)方式。
专利文献1公开了OFDM解调装置，特别是公开了一种为了进行除去传播路径的失真的均衡处理而进行傅立叶逆变换的自动均衡器。现有的OFDM解调装置接收具有帧结构的信号，该帧结构包括帧符号、续接帧符号的传播路径推定用图形信号、以及续接传播路径推定用图形信号的数据符号。而且，现有的OFDM解调装置的特征在于使用传播路径推定用图形信号推定传递函数，使用所推定的传递函数进行数据符号的均衡。
特开2000-22661[专利文献2]特开2005-45664[专利文献3]特开2004-153811但是，由于专利文献1的OFDM解调装置以接收如上所述的帧结构的信号为前提，所以，存在如下问题不能对用于地面波数字广播的数据符号中分散有导频符号的数据结构的信号进行解调。
此外，专利文献2的OFDM信号接收装置的IFFF电路5-1包含最新的1个符号部分并对过去4个符号部分的离散导频信号进行快速傅立叶逆变换(段落 )。但是，专利文献2的OFDM信号接收装置只使快速傅立叶逆变换后的信号通过LPF，不能除去预先在LPF通过的区域中包含的噪声成分。因此，专利文献2的OFDM信号接收装置存在如下问题随着接收信号中包含的噪声的增加，传送路径推定结果的误差变大，使接收特性变差。
此外，专利文献3的OFDM信号均衡装置公开了4个符号延迟部(图5)。但是，专利文献3未使用傅立叶逆变换，而是对存在于前面第4个符号的同一副载波的导频符号进行相对比较。因此，存在如下问题在4个符号后显现的同一副载波的导频符号出现之前不能知道传送路径的传递函数的变化，容易产生在4个符号以内传送路径的传递函数变化时不能正确进行均衡的情况。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种对数据符号中分散有导频符号的数据结构的信号进行解调的均衡器和均衡方法。
本发明的一种均衡器具备第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二提取电路，使用复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取傅立叶变换后的路径的相位成分，使用提取的相位成分对输入信号进行均衡。
此外，本发明的一种均衡方法是从输入信号中提取多个导频符号，对提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量，使用复数增益量，提取多个路径，对提取的路径进行傅立叶变换，提取傅立叶变换后的路径的相位成分，使用提取的相位成分对输入信号进行均衡。
根据本发明的均衡器和均衡方法，可对数据符号中分散有导频符号的数据结构的信号进行解调。
图1是表示导频符号与数据符号的配置关系的图表。
图2是表示本发明的均衡器的框图。
图3是表示离散傅立叶逆变换的各路径的复数增益量的图表。
图4是表示以功率量表示各路径的复数增益量的图表。
图5是表示提取的路径的复数增益量的图表。
图6是表示实施例4的均衡器的结构的框图。
图7是表示各复数增益量的实部成分与时间的关系的图表。
图8是表示实施例5的均衡器的结构的框图。
图9是表示实施例6的均衡器的结构的框图。
图10是表示实施例7的均衡器的结构的框图。
图11是表示实施例8的均衡器的结构的框图。
图12是表示实施例9的均衡器的结构的框图。
图13是表示实施例10的均衡器的结构的框图。
图14是表示实施例11的均衡器的结构的框图。
图15是表示实施例12的均衡器的结构的框图。
图16是表示实施例13的均衡器的结构的框图。
具体实施例方式
首先，使用图1对表示本发明使用的离散导频方式中的导频符号与数据符号的配置关系的帧结构进行说明。图的纵轴表示时间(OFDM符号)，横轴表示频率。图中的黑圆表示导频符号，白圆表示数据符号。在该例中，相同符号的配置，在4个OFDM符号中以1次的周期出现。但是，当然不限于该周期。
下面，使用附图对本发明的均衡器和均衡方法进行说明。
实施例1下面，对实施例1的均衡器和均衡方法进行说明。当使用图1对实施例1的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，实施例1的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号，对当前的OFDM符号进行解调。
图2是表示本发明的均衡器的结构的框图。本发明的均衡器包括输入傅立叶变换后的输入信号IN的信道推定部200以及均衡运算部210。此处，输入信号是以1个OFDM符号为单位进行傅立叶变换后的信号。
信道推定部200包括导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路202、阈值比较电路203、附加电路204、以及快速傅立叶变换电路205。
导频符号提取电路201从混合有导频符号和数据符号的输入信号中提取导频符号。导频符号以预定周期分散在输入信号中，导频符号提取电路201使用从外部得到的该周期来提取导频符号。此处，对提取的具体图像进行说明。为了简略起见，将导频符号记为P，将数据符号记为D。例如，当输入信号的数据排列假定为DDDPDDDPDDDPDDD时，所谓的提取的图像是指将D置换为0(零)。此时，提取后的信号的数据排列为000P000P000P000。
离散傅立叶逆变换电路202与导频符号提取电路201连接，进行具有可推定的延迟时间宽度的离散傅立叶逆变换，求出各到来路径的复数增益量。另外，复数增益量不仅包含延迟路径的传送路径的传递函数，还包含噪声和运算误差。此处，图3是表示通过离散傅立叶逆变换得到的、各到来路径的复数增益量的图表。图中表示最大复数增益量的路径300被推定为从OFDM信号的发送装置直接来到接收装置的信号。另一方面，路径301～302被推定为在OFDM信号的发送接收装置间由大厦等障碍物使OFDM信号反射的、与直接到来的信号相比绕行的信号。此外，路径303被推定为由噪声或者运算误差产生的信号。另外，离散傅立叶逆变换电路202使用如下所述的公式进行变换。此处，离散傅立叶逆变换中使用的正弦波系数e-j0因导频符号的插入位置而不同，所以，需要使正弦波系数按各OFDM符号可变。
(式1)SP_res(t,1)=Σk=0sp_numSP_sc(t,k)ej2π[fsp1(t)+stp×k]×lfft_num]]>此处，t是OFDM符号时间，l是延迟时间，k是导频符号号码，SP_res(t，l)是复数增益量，SP_sc(t，l)是重乘于导频符号上的传递函数和噪声，fsp1(t)是针对频率最低的导频符号的副载波位置，stp是导频符号的副载波频率间隔，sp_num是传送路径推定中使用的导频符号的数目，fft_num是傅立叶变换点数。另外，在本发明中，示出了离散傅立叶逆变换电路，但是，当然也可以是快速傅立叶逆变换电路。
然后，使用图4和图5对阈值比较电路203进行说明。图4是表示从复数增益量算出的各到来路径的功率量的图表。图5是表示提取的路径的复数增益量的图表。此处，在具有以均等的副载波间隔配置的导频符号的OFDM符号中，与有效OFDM符号长度相比，可理论上推定的复数增益量的延迟时间宽度为导频符号的副载波间隔的倒数之前的延迟时间宽度。例如，在地面波数字广播中，对12个副载波配置1个导频符号。因此，可理论上推定的复数增益量的延迟时间变为有效OFDM符号长度的12分之1。即，在阈值比较电路203中，被比较的复数增益量是通过离散傅立叶逆变换得到的复数增益量整体的12分之1。
首先，阈值比较电路203从通过离散傅立叶逆变换得到的复数增益量，求出各路径的功率。然后，阈值比较电路203提取所求出的功率中最大功率的路径300。而且，阈值比较电路203根据该最大功率来设定相对的阈值400，提取具有阈值400以上的功率的路径300～302。例如，根据最大功率求出存在于预定功率量δ以内的路径。而且，阈值比较电路203对提取的路径原样地输出该路径的复数增益量，对未被提取的路径输出“0(零)”。此处，阈值比较电路203使用如下所述的公式提取路径。
(式2)SP_ph(t,1)=SP_res(t,l)SP_res(t,l)2≥a×SP_res(t,lmax)20SP_res(t,l)2<a×SP_res(t,lmax)2]]>此处，t是OFDM符号时间，l是延迟时间，lmax是最大功率的复数增益量的延迟时间，SP_ph(t)是阈值比较输出，SP_res(t，l)是复数增益量，α是阈值运算系数且1＞α。
附加电路203与阈值比较电路202连接，在阈值比较电路202的输出上附加预定数目的“0(零)”后进行输出。如上所述，与有效OFDM符号长度相比，理论上可推定的复数增益量的延迟时间宽度为导频符号的副载波间隔的倒数之前的延迟时间宽度。在阈值比较电路202中减轻了噪声和运算误差的复数增益量只有该延迟时间宽度，为了通过傅立叶变换进行对所有副载波的传送路径推定，就必须对所有的傅立叶变换点数输入值。因此，此处需要对通过阈值比较得到的延迟时间宽度以后的时间区域追加“0”。换言之，当对通过阈值比较电路202得到的延迟时间宽度以后的时间区域施加具有功率的值时，就成为在相当于该施加的时间位置的延迟时间存在到来路径。因为追加“0”还意味着在该延迟时间没有到来路径，所以，此处追加“0”是重要的。
均衡运算部210包括校正向量变换电路211和乘法电路212。
校正向量变换电路211提取对应于各副载波的传送路径推定的相位成分。因为传送路径推定的值具有实数和虚数，所以，通过使用实数和虚数的运算来生成相位成分。而且，变换为成为相位成分的复共轭的值后进行输出。即，实数原样输出，虚数反转极性后输出。另外，校正向量变换电路211使用如下所述的公式进行变换。
(式3)cos(tan-1(ImRe))-jsin(tan-1(ImRe))]]>乘法电路212以复数对将接收OFDM信号进行快速傅立叶变换而得到的各副载波的值和校正向量变换电路211的输出进行乘法运算。由此，抵消在传送路径中受到的相位旋转，输出解调数据OUT。
如上所述，根据实施例1的均衡器和均衡方法，设置阈值，删除噪声或者运算误差这样的功率较小的复数减推量。因此，实施例1的均衡器和均衡方法，其传送路径推定误差变小，针对噪声的接收特性较好。
进而，根据实施例1的均衡器和均衡方法，不像现有的OFDM解调装置那样进行反复运算处理，能够以一次运算正确地取出推定传送路径所需的复数衰减量。进而，因为不需要预先设定重复数，所以，即使在存在具有重复次数以上的大功率的复数减推量的延迟时间位置的情况下(延迟路径非常多的接收环境下)，也不会漏取正确的传送路径推定所需要的延迟时间位置的复数减推量。在延迟路径非常多的接收环境下，容易通过直接推定现有的传送路径的复数减推量和延迟时间的方式来得到良好的接收特性。
进而，根据实施例1的均衡器和均衡方法，因为以1个OFDM符号进行传送路径推定，所以，在传送路径特性按快速衰减等的每个OFDM符号而不同的情况下也可以进行追随，针对衰减的接收特性较好。
实施例2实施例2的均衡器和均衡方法的路径提取方法与实施例1不同。在实施例1的阈值比较电路中，使用通过对复数增益量进行平方求出的功率量来提取路径。另一方面，在实施例2的阈值比较电路中，使用复数增益量的实数和虚数的绝对值来提取路径。
若具体地说明，实施例2的阈值比较电路求出在离散傅立叶逆变换电路202中得到的各路径的复数增益量的实数和虚数的绝对值，按各路径对实数与虚数的绝对值进行加法运算。阈值比较电路提取具有加法运算结果为最大的复数增益量的路径。而且，阈值比较电路根据该最大的加法运算结果设定相对的阈值，提取具有阈值以上的加法运算结果的路径。例如，根据最大的加法运算结果求出存在于预定值以内的路径。而且，阈值比较电路对提取的路径原样输出该路径的复数增益量，对于未被提取的路径输出“0(零)”。此处，阈值比较电路使用如下所述的公式提取路径。
(式4)SP_ph(t,l)=Re{SP_res(t,l)}+Im{SP_res(t,l)}SP_res(t,l)≥α×[Re{SP_res(t,lmax)}+Im{SP_res(t,lmax)}]0Re{SP_res(t,l)}+Im{SP_res(t,l)}<α×[Re{SP_res(t,lmax)}+Im{SP_res(t,lmax)}]]]>此处，t是OFDM符号时间，l是延迟时间，lmax是成为最大加法运算结果的复数增益量的延迟时间，SP_ph(t)是阈值比较输出，SP_res(t，l)是复数增益量，α是阈值运算系数且1＞α。
如上所述，根据实施例2的均衡器和均衡方法，无需为了求出各路径的功率值而进行平方计算。因此，实施例2的均衡器和均衡方法也能够在要求快速处理的解调中使用。
实施例3实施例3的均衡器和均衡方法的校正向量的变换方法与实施例1和2不同。实施例1和2的校正向量变换电路只提取对应于各副载波的传送路径推定的相位成分。另一方面，实施例3的校正向量变换电路提取相位成分和振幅。
若具体地说明，实施例3的校正向量变换电路使用如下所述的公式生成成为各副载波的倒数的校正向量。
(式5)SubC_T=Re[SubC]-jIm[SubC]Re[SubC]2+Im[SubC]2]]>
此处，SubC_T是校正向量，SubC是各副载波的传送路径推定结果。
如上所述，根据实施例3的均衡器和均衡方法，可对应于包含振幅信息的正交振幅变换方式(Quadrature Amplitude ModulationQAM)。
另外，实施例3的校正向量变换电路可组合到实施例2的均衡器和均衡方法中。此时，组合后的均衡器和均衡方法可具有实施例2和实施例4然后，使用附图对实施例4的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1说明实施例4的均衡器和均衡方法的概念时，实施例4的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号与前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图6是表示实施例4的均衡器的结构的框图。实施例4的均衡器包含1个符号延迟电路600、信道推定部610和均衡运算部210。此处，对于与前述实施例相同的结构，省略其说明。
1个符号延迟电路600包括随机存取存储器(以下称为RAM)，使输入信号延迟相当于1个符号的时间，输出延迟后的输入信号。
信道推定部610包含导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路202、2个符号延迟电路611、加法电路612、阈值比较电路203、附加电路204和快速傅立叶变换电路205。
2个符号延迟电路611包含RAM，使从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量延迟相当于2个符号的时间，输出延迟后的复数增益量。
加法电路612对从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量和从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量进行加法运算。此处，加法电路612使用2个值(从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量和从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量)，由此，可理论上进行推定的复数增益量的延迟时间宽度是有效OFDM符号长度的6分之1。因此，在加法电路612中处理的复数增益量是从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量整体的6分之1和从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量整体的6分之1。另外，对于2个符号延迟电路611来说，在从离散傅立叶逆变换电路202接收的复数增益量是从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量整体的6分之1的情况下，当然加法电路202可以对从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量整体进行处理。此处，使用附图，对加法电路612的工作进行说明。图7是表示各复数增益量的实部成分与时间的关系的图表。图表的实线是进入有效OFDM符号长度的6分之1以内的实部成分，图表的点线是未进入有效OFDM符号长度的6分之1以内的实部成分。即，图表的点线的实部成分不是该加法电路612的运算对象成分。根据加法电路612，从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量与从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量的反相成分抵消、同相成分留下。例如，在相同时刻，在存在从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量701和从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量702的情况下，是同相的，由此，加法电路612算出加上2个复数增益量后的复数增益量703。另一方面，在相同时刻，在存在从2个符号延迟电路611输出的延迟后的复数增益量704和从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量705的情况下，是逆相的，由此，加法电路612算出2个复数增益量的差分(复数增益量706)。
均衡运算部210以复数对延迟1个符号的输入信号和校正向量变换电路211的输出进行乘法运算。由此，抵消传送路径中受到的相位旋转，输出解调数据OUT。
如上所述，根据实施例4的均衡器和均衡方法，起到实施例1的均衡器和均衡方法的效果。
进而，根据实施例4的均衡器和均衡方法，由于使用2个OFDM符号进行传送路径推定，所以，在传送路径的传递函数的变化非常小的情况下，能够进行比以1个OFDM符号推定传送路径更高精度的均衡。
进而，根据实施例4的均衡器和均衡方法，由于使用2个OFDM符号进行传送路径推定，所以，离散导频符号的副载波配置与6个副载波周期相同。因此，可进行传送路径推定的到来路径的时间宽度是以1个符号进行传送路径推定时的2倍。因此，实施例4的均衡器和均衡方法可对到来时间更长的延迟路径进行均衡。
进而，根据实施例4的均衡器和均衡方法，使用等价地进行传送路径校正后的OFDM符号的前后的1个OFDM符号中包含的离散导频符号来进行传送路径推定。因此，即使因衰减等使传送路径的传递函数发生变动，实施例4的均衡器和均衡方法也可使误差减小。
实施例5然后，使用附图对实施例5的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例5的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，与实施例4的均衡器和均衡方法相同，实施例5的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面笫2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图8是表示实施例5的均衡器的结构的框图。实施例5的均衡器包含1个符号延迟电路600、信道推定部800和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部800包括导频符号提取电路201、2个符号延迟电路611、导频符号排列电路801、离散傅立叶逆变换电路202、阈值比较电路203、附加电路204和快速傅立叶变换电路205。
实施例5的2个符号延迟电路611包括RAM，使在导频符号提取电路201中提取的导频符号延迟相当于2个符号的时间，输出延迟后的导频符号。
导频符号排列电路801对所提取的导频符号和延迟后的导频符号进行合成，输出合成后的导频符号。例如，在提取的导频符号的数据排列为000P000P000、延迟后的导频符号的数据排列为0P000P000P0的情况下，合成后的导频符号的数据排列为0P0P0P0P0P0。此处，P表示导频符号。
实施例5的离散傅立叶逆变换电路202根据从导频符号排列电路801输出的合成后的导频符号，求出各到来路径的复数增益量。
如上所述，根据实施例5的均衡器和均衡方法，起到实施例1和实施例4的均衡器和均衡方法的效果。
实施例6然后，使用附图对实施例6的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例6的均衡器和均衡方法进行说明时，实施例6的均衡器和均衡方法使用当前(例如t5)的OFDM符号的导频符号、前面第1个符号(例如t4)的OFDM符号的导频符号、前面笫2个符号(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第3个符号(例如t2)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t4)的OFDM符号进行解调。
图9是表示实施例6的均衡器的结构的框图。实施例6的均衡器包含1个符号延迟电路600、信道推定部900和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部900包含导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路910、1个符号延迟电路920、2个符号延迟电路930、3个符号延迟电路940、加法电路950、阈值比较电路203、附加电路204和快速傅立叶变换电路205。
离散傅立叶逆变换电路910进行与前述的离散傅立叶逆变换电路202相同的工作。而且，离散傅立叶逆变换电路910在下一次实施运算之前保持以前的运算结果。
1个符号延迟电路920包括RAM，使从离散傅立叶逆变换电路910输出的复数增益量延迟相当于1个符号的时间，并进行保持。而且，1个符号延迟电路920根据读出请求来输出延迟后的复数增益量。同样地，2个符号延迟电路930和3个符号延迟电路940也包括RAM，2个符号延迟电路930使从离散傅立叶逆变换电路910输出的复数增益量延迟相当于2个符号的时间，3个符号延迟电路940使从离散傅立叶逆变换电路910输出的复数增益量延迟相当于3个符号的时间，并进行保持。而且，各延迟电路根据读出请求分别输出延迟后的复数增益量。
加法电路950具有由开关951～954构成的切换部和加法部955。开关951连接离散傅立叶逆变换电路910和加法部955，开关952连接1个符号延迟电路920和加法部955，开关953连接2个符号延迟电路930和加法部955，开关954连接3个符号延迟电路940和加法部955。加法电路950通过切换开关951～954对从离散傅立叶逆变换电路910输出的复数增益量和从1个符号延迟电路920、2个符号延迟电路930、3个符号延迟电路940输出的各延迟后的复数增益量进行加法运算。作为通过开关连接加法运算后的信号的组合，考虑只有开关952为ON状态、只有开关951、953为ON状态和开关951、952、953、954都为ON状态的三种情况。只有开关952为ON状态与实施例1相同，只由1个OFDM符号中包含的导频符号进行传送路径推定。只有开关951、953为ON状态与实施例5相同，只由2个OFDM符号中包含的导频符号进行传送路径推定。开关951～954全部为ON状态与本实施例相同，只由4个OFDM符号中包含的导频符号进行传送路径推定。此处，在使开关951～954全部为ON状态时，因为加法电路950使用4个复数增益量进行加法运算，所以，理论上可推定的复数增益量的延迟时间宽度为有效OFDM符号长度的3分之1。与此相对，只有开关951、953为ON状态与实施例5相同，为有效OFDM符号长度的6分之1，只有开关952为ON状态与实施例1相同，为有效OFDM符号长度的12分之1。与此匹配，203阈值比较电路和204附加电路进行与该长度对应的工作。
如上所述，根据实施例6的均衡器和均衡方法，起到实施例1的均衡器和均衡方法的效果。
进而，根据实施例6的均衡器和均衡方法，由于使用4个OFDM符号进行传送路径推定，所以，在传送路径的传递函数的变化非常小的情况下，能够进行比以1个OFDM符号推定传送路径更高精度的均衡。
进而，根据实施例6的均衡器和均衡方法，由于使用1个OFDM符号进行传送路径推定，所以，离散导频符号的副载波配置变为与3个副载波周期相同。因此，可进行传送路径推定的到来路径的时间宽度变为以1个符号进行传送路径推定时的4倍。因此，实施例6的均衡器和均衡方法可对到来时间更长的延迟路径进行均衡。
进而，根据实施例6的均衡器和均衡方法，使用等价地进行传送路径校正后的OFDM符号、前后1个OFDM符号以及前面第2个OFDM符号中包含的离散导频符号来进行传送路径推定。因此，实施例6的均衡器和均衡方法与以使用传送路径校正后的OFDM符号的前面第1个OFDM符号、前面第2个OFDM符号以及前面第3个OFDM符号中包含的离散导频符号的4个OFDM符号的SP进行传送路径推定相比，即使因衰减等使传送路径的传递函数发生变动，也可使误差变小。
实施例7然后，使用附图对实施例7的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例7的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，实施例7的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号对当前(例如t3)的OFDM符号进行解调。
图10是表示实施例7的均衡器的结构的框图。实施例7的均衡器包含信道推定部200、均衡运算部210、RAM1000和开关1010、1020，此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
RAM1000同样与信道推定部200连接，使在信道推定部200中生成的传送路径推定结果延迟相当于1个符号的时间并进行输出。
开关1010与信道推定部200、RAM1000和均衡运算部210连接。开关1010基于指示间歇工作的间歇工作控制信号，向均衡运算部210供给在信道推定部200中生成的传送路径推定结果或者在RAM1000中延迟后的传送路径推定结果的任意一方。
开关1020与信道推定部200连接，基于间歇工作控制信号停止向信道推定部200供给时钟信号CLK。即，在间歇工作时不向信道推定部200供给时钟信号CLK，使工作停止。
如上所述，根据实施例7的均衡器和均衡方法，起到实施例1的均衡器和均衡方法的效果。
另外，传送路径特性没有变换或者变化很小时，因为传送路径推定信息的变化小，所以，即使不按各OFDM符号来生成传送路径推定信息而是按多个OFDM符号来生成，接收特性也不会产生较大的差。这种情况下，根据实施例7的均衡器和均衡方法，不按各OFDM符号来生成传送路径推定信息，而是使用过去生成的传送路径推定信息进行均衡处理。因此，根据实施例7的均衡器和均衡方法，使用于得到传送路径推定信息的信道推定部停止，可减少使信道推定部工作所需的功耗。
实施例8然后，使用附图对实施例8的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例8的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，实施例8的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号的导频符号对前面第1个符号的OFDM符号进行解调。
图11是表示实施例8的均衡器的结构的框图。实施例8的均衡器包括信道推定部1100、均衡运算部210、1个符号延迟电路600、RAM1000和开关1010、1020。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部1100包括导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路202、1个符号延迟电路1101、阈值比较电路203、附加电路204和快速傅立叶变换电路205。
1个符号延迟电路1101包括RAM，使从离散傅立叶逆变换电路202输出的复数增益量延迟相当于1个符号的时间，输出延迟后的复数增益量。
如上所述，根据实施例8的均衡器和均衡方法，起到实施例1和实施例7的均衡器和均衡方法的效果。
实施例9然后，使用附图对实施例9的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例9的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，与实施例5的均衡器和均衡方法相同，实施例9的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图12是表示实施例9的均衡器的结构的框图。实施例9的均衡器包含1个符号延迟电路600、信道推定部610、RAM1000、开关1010、1020和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部1100分为第一区域1200和第二区域1210。第一区域1200包括导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路202、以及2个符号延迟电路611，第二区域1210包括加法电路612、阈值比较电路203、附加电路204、以及快速傅立叶变换电路205。任意一个区域都被提供时钟信号CLK，但是，提供给第二区域1210的时钟信号CLK通过由间歇工作控制信号控制的开关1020来提供。即，第二区域1210在间歇工作时不被提供时钟信号CLK。
如上所述，根据实施例9的均衡器和均衡方法，起到实施例1和实施例4的均衡器和均衡方法的效果。
进而，根据实施例9的均衡器和均衡方法，在间歇工作时不使第一区域的工作停止，只使第二区域的工作停止，由此，即使在使第二区域的工作刚重新开始之后，也可生成使用前面第2个OFDM符号和当前的OFDM符号中包含的导频符号的传送路径推定值。
实施例10然后，使用附图对实施例10的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例10的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，与实施例6的均衡器和均衡方法相同，实施例10的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面笫1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图13是表示实施例10的均衡器的结构的框图。实施例10的均衡器包含1个符号延迟电路600、信道推定部900、RAM1000、开关1010、1020和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部900分为第一区域1300和第二区域1310。第一区域1300包括导频符号提取电路201、离散傅立叶逆变换电路910、1个符号延迟电路920、2个符号延迟电路930、以及3个符号延迟电路940，第二区域1310包括加法电路950、阈值比较电路203、附加电路204、以及快速傅立叶变换电路205。任意一个区域都被提供时钟信号CLK，但是，提供给第二区域1310的时钟信号CLK通过由间歇工作控制信号控制的开关1020来提供。即，第二区域1310在间歇工作时不被提供时钟信号CLK。
如上所述，根据实施例10的均衡器和均衡方法，起到实施例1、实施例6和实施例9的均衡器和均衡方法的效果。
实施例11然后，使用附图对实施例11的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例11的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，与实施例6的均衡器和均衡方法相同，实施例11的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图14是表示实施例11的均衡器的结构的框图。实施例11的均衡器包括1个符号延迟电路600、信道推定部1400和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部1400包括导频符号提取电路201、导频符号存储电路1410、离散傅立叶逆变换电路202、阈值比较电路203、附加电路204、以及快速傅立叶变换电路205。
导频符号存储电路1410包括RAM，存储从当前的OFDM符号中提取的导频符号、从前面第1个符号的OFDM符号中提取的导频符号、从前面第2个符号的OFDM符号中提取的导频符号和从前面第3个符号的OFDM符号中提取的导频符号。而且，导频符号存储电路1410通过控制信号(未图示)输出所存储的导频符号。此时，导频符号存储电路1410可输出1个符号部分的导频符号，但是，也可以组合多个符号部分进行输出。
如上所述，根据实施例11的均衡器和均衡方法，起到实施例1和实施例6的均衡器和均衡方法的效果。
实施例12然后，使用附图对实施例12的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1对实施例12的均衡器和均衡方法的概念进行说明时，与实施例11的均衡器和均衡方法相同，实施例12的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。
图15是表示实施例12的均衡器的结构的框图。实施例12的均衡器包括1个符号延迟电路600、信道推定部1400、RAM1000、开关1010、1020和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
根据实施例12的均衡器和均衡方法，起到实施例1、实施例6、实施例7和实施例11的均衡器和均衡方法的效果。
实施例13然后，使用附图对实施例13的均衡器和均衡方法进行说明。此处，当使用图1说明实施例13的均衡器和均衡方法的概念时，与实施例11的均衡器和均衡方法相同，实施例13的均衡器和均衡方法使用当前(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第2个符号(例如t1)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t2)的OFDM符号进行解调。此外，使用当前(例如t5)的OFDM符号的导频符号、前面第1个符号(例如t4)的OFDM符号的导频符号、前面第2个符号(例如t3)的OFDM符号的导频符号和前面第3个符号(例如t2)的OFDM符号的导频符号，对前面第1个符号(例如t4)的OFDM符号进行解调。
图16是表示实施例13的均衡器的结构的框图。实施例13的均衡器包括1个符号延迟电路600、信道推定部1400、RAM1000、开关1010、1020和均衡运算部210。此处，省略对与前述实施例相同结构的说明。
信道推定部1400分为第一区域1600和第二区域1610。第一区域1600包括导频符号提取电路201和导频符号存储电路1410，第二区域1610包括离散傅立叶逆变换电路202、阈值比较电路203、附加电路204、以及快速傅立叶变换电路205。任意一个区域都被提供时钟信号CLK，但是，提供给第二区域1610的时钟信号CLK通过由间歇工作控制信号控制的开关1020来提供。即，第二区域1610在间歇工作时不被提供时钟信号CLK。
如上所述，根据实施例13的均衡器和均衡方法，起到与实施例12的均衡器和均衡方法同样的效果。
进而，根据实施例13的均衡器和均衡方法，将需要功耗的运算处理电路(离散傅立叶逆变换电路202和快速傅立叶变换电路205)集中在由相同的时钟信号控制的区域内。因此，根据实施例13的均衡器和均衡方法，通过使需要功耗最多的电路停止，可进一步更多地降低功耗。
此外，根据实施例13的均衡器和均衡方法，在使第二区域1610停止的期间，使第一区域1600工作，可继续提取和存储导频符号。因此，根据实施例13的均衡器和均衡方法，在间歇工作结束时，从第二区域1610的电路刚开始工作之后，就可进行正常工作，可快速地对接收信号进行处理。
权利要求
1.一种均衡器，其特征在于，具备第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二提取电路，使用所述复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所述提取的相位成分对所述输入信号进行均衡。
2.如权利要求1记载的均衡器，其特征在于，所述傅立叶逆变换电路进行离散傅立叶逆变换或者快速傅立叶逆变换。
3.如权利要求1记载的均衡器，其特征在于，所述第二提取电路包括阈值比较电路，求出所述各路径的功率量中最大的功率量，判定所述各路径的功率量是否在从所述最大功率量开始的预定功率量以内；以及附加电路，对所述阈值比较电路的输出附加预定数目的零后进行输出。
4.如权利要求1记载的均衡器，其特征在于，所述第二提取电路包括阈值比较电路，求出对所述各路径的复数增益量的实数和虚数的绝对值进行加法运算后的值中的最大值，判定所述各路径的绝对值是否在从所述最大值开始的预定范围内；以及附加电路，对所述阈值比较电路的输出附加预定数目的零后进行输出。
5.如权利要求1记载的均衡器，其特征在于，所述均衡运算电路提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分和振幅，使用所述提取的相位成分及振幅和所述输入信号进行乘法运算。
6.如权利要求1记载的均衡器，其特征在于，具备1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；存储电路，暂时存储所述傅立叶变换后的所述路径；第一开关电路，根据控制信号，输出所述傅立叶变换后的所述路径或者存储的所述路径的任意一方；以及第二开关电路，根据所述控制信号，决定是否对所述傅立叶变换电路提供时钟信号。
7.一种均衡器，其特征在于，具备1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；2个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟2个符号；加法电路，对所述复数增益量与所述延迟2个符号后的复数增益量进行加法运算；第二提取电路，使用所述加法运算后的所述复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所述提取的相位成分，对所述延迟1个符号后的所述输入信号进行均衡。
8.如权利要求7记载的均衡器，其特征在于，具备存储电路，暂时存储所述傅立叶变换后的所述路径；第一开关电路，根据控制信号，输出所述傅立叶变换后的所述路径或者存储的所述路径的任意一方；以及第二开关电路，根据所述控制信号，决定是否对所述傅立叶变换电路提供时钟信号。
9.一种均衡器，其特征在于，具备1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；2个符号延迟电路，使所述提取的所述导频符号延迟2个符号；排列电路，对所述提取的所述导频符号与所述延迟后的所述导频符号进行合成，输出合成后的导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述合成后的所述导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二提取电路，使用所述复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所述提取的相位成分，对所述延迟1个符号后的所述输入信号进行均衡。
10.一种均衡器，其特征在于，具备第一1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二1个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟1个符号；2个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟2个符号；3个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟3个符号；加法电路，对所述复数增益量、所述延迟1个符号后的复数增益量、所述延迟2个符号后的复数增益量和所述延迟3个符号后的复数增益量进行加法运算；第二提取电路，使用所述加法运算后的所述复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所述提取的相位成分，对所述延迟1个符号后的所述输入信号进行均衡。
11.如权利要求10记载的均衡器，其特征在于，具备存储电路，暂时存储所述傅立叶变换后的所述路径；第一开关电路，根据控制信号，输出所述傅立叶变换后的所述路径或者存储的所述路径的任意一方；以及第二开关电路，根据所述控制信号，决定是否对所述傅立叶变换电路提供时钟信号。
12.一种均衡器，其特征在于，具备第一1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二1个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟1个符号；第二提取电路，使用所述延迟后的所述复数增益量提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；存储电路，暂时存储所述傅立叶变换后的所述路径；第一开关电路，根据控制信号，输出所述傅立叶变换后的所述路径或者存储的所述路径的任意一方；第二开关电路，根据所述控制信号，决定是否对所述傅立叶变换电路提供时钟信号；以及均衡运算电路，提取所述选择的所述路径的相位成分，使用所述提取的相位成分，对所述延迟1个符号后的所述输入信号进行均衡。
13.一种均衡器，其特征在于，具备第一1个符号延迟电路，使所述输入信号延迟1个符号；第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；第一存储电路，以各符号为单位存储所述提取的多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对所述存储的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二1个符号延迟电路，使所述复数增益量延迟1个符号；第二提取电路，使用所述延迟后的所述复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对所述提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取所述路径的相位成分，使用所述提取的相位成分，对所述延迟1个符号后的所述输入信号进行均衡。
14.如权利要求13记载的均衡器，其特征在于，具备第二存储电路，暂时存储所述傅立叶变换后的所述路径；第一开关电路，根据控制信号，输出所述傅立叶变换后的所述路径或者存储的所述路径的任意一方；以及第二开关电路，根据所述控制信号，决定是否对所述傅立叶变换电路提供时钟信号。
15.一种均衡方法，其特征在于，从输入信号中提取多个导频符号，对所述提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量，使用所述复数增益量，提取多个路径，对所述提取的路径进行傅立叶变换，提取所述傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所述提取的相位成分对所述输入信号进行均衡。
16.如权利要求15记载的均衡方法，其特征在于，所述傅立叶逆变换是离散傅立叶逆变换。
17.如权利要求15记载的均衡方法，其特征在于，求出所述各路径的功率量中最大的功率量，选择具有从所述最大功率量开始的预定功率量以内的功率量的路径，由此，提取所述多个路径。
18.如权利要求15记载的均衡方法，其特征在于，求出对所述各路径的复数增益量的实数和虚数的绝对值进行加法运算后的值中的最大值，选择所述各路径的绝对值在从所述最大值开始的预定范围内的路径，由此，提取所述多个路径。
19.如权利要求15记载的均衡方法，其特征在于，提取所述傅立叶变换后的路径的振幅，使用所述提取的所述相位成分及所述振幅和所述输入信号，进行所述乘法运算。
全文摘要
本发明提供一种均衡器和均衡方法，其要解决的课题是不能对用于地面波数字广播的数据符号中分散有导频符号的数据结构的信号进行解调。本发明具备第一提取电路，从输入信号中提取多个导频符号；傅立叶逆变换电路，对提取的多个导频符号进行傅立叶逆变换，算出各路径的复数增益量；第二提取电路，使用复数增益量，提取多个路径；傅立叶变换电路，对提取的路径进行傅立叶变换；以及均衡运算电路，提取傅立叶变换后的路径的相位成分，使用所提取的相位成分和输入信号进行乘法运算。
文档编号H04L27/26GK1937600SQ20061012671
公开日2007年3月28日 申请日期2006年9月1日 优先权日2005年9月5日
发明者赤堀博次 申请人:冲电气工业株式会社