专利名称：用于am带内同频无线接收器的载波追踪的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线广播，更具体地讲，本发明涉及用于带内同频(in-band on-channel)数字广播系统的、在接收器中追踪载波信号的方法与装置。
背景技术：
带内同频(IBOC)数字广播系统在标准的AM广播频道中同时广播模拟与数字信号。在美国专利No.5,588,022中描述了一种AMIBOS系统。广播信号包括具有第一频谱的调幅射频信号。调幅射频信号包括由模拟节目信号调制的第一载波。所述信号还包括在包括第一频谱的带宽中的多个数字调制的子载波。由数字信号调制每一数字调制的子载波。第一组数字调制的子载波位于第一频谱中，并且与第一载波信号正交地对其进行调制。第二和第三组数字调制的子载波位于第一频谱之外，并且与第一载波信号同相且正交地对它们加以调制。把子载波划分成主、次以及第三部分。某些子载波为互补的子载波。
在所接收的信号被解调之前，必须在接收器中获得和追踪子载波。尽管假设现存载波追踪算法的性能相当好，但在不对追踪算法中所有可能的追踪模式和逻辑条件进行广泛的仿真和验证的情况下，很难对它们进行分析或者修改。
因此，需要一种更简单的载波追踪方法，其在没有明确获得或者普通(coarse)/宽带/窄带追踪控制的情况下，自治地进行操作。
发明内容
本发明提供了一种用于在AM带内同频无线接收器中进行载波追踪的方法。该方法包括下列步骤接收输入信号；响应于振荡器控制信号生成本地振荡器信号；把输入信号与本地振荡器信号相混合，以产生第一信号；过滤第一信号，以按显著减少的采样速率产生过滤后的第一信号；检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，过滤后的第一信号被规格化以减轻信号衰落的影响；并且响应于过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，使用自适应回路过滤器产生振荡器控制信号。还提供了一种执行该方法的装置。
另一方面，本发明提供了一种用于在AM带内同频无线接收器中进行载波追踪的装置。该装置包括用于接收输入信号的输入端；用于响应于振荡器控制信号生成本地振荡器信号的本地振荡器；用于把输入信号与本地振荡器信号相混合，以产生第一信号的混合器；用于过滤第一信号，以按显著减少的采样速率产生过滤后的第一信号的过滤器；用于检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差的检测器，其中，对过滤后的第一信号进行规格化，以便减轻信号衰落的影响；以及用于响应于过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，以产生振荡器控制信号的自适应回路过滤器。
图1为AM杂混IBOC信号的频谱图。
图2为AM全数字IBOC信号的频谱图。
图3为AM IBOC接收器的功能框图。
图4为针对AM IBOC接收器的调制解调器的框图。
图5为AM载波追踪频率/相位锁定回路的功能框图。
图6为自适应回路过滤器的功能框图。
图7为可用于确定增益值的锁相回路的线性模型。
图8为说明模拟电阻器-电容器(RC)时间常数的示意图。
图9为说明等效数字时间常数的示意图。
图10-13是描述了本发明的仿真性能的图。
具体实施例方式 本发明提供了一种针对AM HD RadioTM接收器的、进行载波追踪的方法。旨在令其适用于所有AM模式，包括模拟解调。
现在参照图1，图1为AM杂混IBOC信号的频谱图。AM杂混IBOC波形10包括传统的AM模拟信号12(将其频带限制于大约±5kHz)以及在AM信号之下传输的、接近30kHz宽的数字音频广播(DAB)信号14。把频谱包括在具有大约30kHz带宽的频道16中。把频道划分成中心频带18、较高频带20和较低频带22。中心频带大约为10kHz宽，并且含有位于频道的中心频率f0的大约±5kHz范围内的频率。上边带从距中心频率大约+5kHz延伸到距中心频率大约+15kHz。下边带从距中心频率大约-5kHz延伸到距中心频率大约-15kHz。
在本发明的一个实施例中，AM杂混IBOC DAB信号格式包括模拟调制的载波信号24和按大约181.7Hz间隔的162个OFDM子载波位置，从而跨越了中心频带以及上边带与下边带。在子载波上传输代表音频或数据信号(节目内容)的编码数字信息。由于符号之间的保护时间，符号速率小于子载波间隔。
如图1中所示，把上边带划分成主要部分26和次要部分28，并且把下边带划分成主要部分30和次要部分32。在主模拟信号的每一侧上的主要与次要部分中，以及在第三划分34中的主模拟信号之下传输数字信号。可以认为第三划分34包括多组在图1中标记为36、38、40以及42的子载波。把定位在频道中心附近的第三划分中的子载波称为内子载波，把定位在距频道中心较远处的第三划分中的子载波称为外子载波。在这一例子中，把组38和40中的内子载波的功率电平描述为随与中心频率相间隔的频率线性地减小。第三边带中其余组子载波36和42具有基本恒定的功率电平。
图1还描述了用于系统控制的两个参照子载波44和46，将它们定位在与模拟调制的载波紧邻的第一子载波位置处，而且它们具有固定在不同于其它边带的值的功率电平。
处于频率f0的中心载波24为非QAM调制的，但其载有主要模拟调幅载波。与所述载波正交地对同步与控制子载波44和46进行调制。使用QPSK对定位在AM载波的每一侧上的被指示为2至26和-2至-26的位置处的第三部分的其余子载波进行调制。由图1中所示的子载波索引标识代表性的子载波位置。把中心频率每一侧上的位置2至26和-2至-26处的子载波称为第三子载波，并且按互补对对它们加以传输，以使调制后所得到的DAB信号与模拟调制的AM信号正交。在美国专利No.5,859,876中描述了AM IBOC DAB系统中互补子载波对的使用。也把同步与控制子载波44和46调制为互补对。
双边带(DSD)模拟AM信号占据±5kHz区域中的带宽。较低与较高第三划分分别占据从大约0至大约-5kHz和从大约0至大约+5kHz区域的子频带。这些第三划分为互相负复共轭，并且具有互补特征。这一互补特性维持了模拟与数字第三信号之间的正交关系，以使可以在接收器中将它们分离，同时现存的传统接收器仍可接收模拟AM信号。必须把所述第三划分互补地加以组合，以抽取数字信号，同时消除模拟串扰。所述次要部分也具有互补特性，因此也可以独立地在接收器处对它们进行处理，或者在互补组合之后对它们进行处理，这取决于干扰情况和音频带宽。独立地传输所述主要部分。
图2为全数字IBOC信号50的频谱图。相对图1的杂混格式，增加了中心频带52子载波的功率。此外，位于位置-1和+1处的两个子载波54和56使用二进制相移键控传输定时信息。核心上边带58由位置2至26处的载波构成，而核心下边带60由位置-2至-26处的子载波构成。边带58和60形成主要划分。附加增强子载波的两个组62和64分别占据位置27至54和-54至-27。组62形成次要划分，而组64形成第三划分。除了用节目内容的延迟的和数字编码的调谐和备份版本取代AM信号外，图2的全数字格式十分类似于杂混格式。在杂混和全数字格式两种格式中，中心频带占据大约相同的频谱位置。在全数字格式中，对于与调谐和备份版本相组合地传输节目内容的主版本而言，存在着两种选择。已把全数字系统设计为能够将其约束在频道中心频率f0的±10kHz的范围内，其中，在f0的±5kHz的范围内传输主音频信息，并且按较低功率电平向外到±10kHz的频道掩码的两侧传输较不重要的音频信息。这一格式允许信号的大大减弱，同时增大了覆盖面积。在±5kHz受保护的区域中，全数字系统载有数字时间分集调谐和备份频道(假设数字音频压缩能够在受保护的±5kHz的范围内提交主与音频备份信号)。所述全数字系统的调制特征基于AM IBOC杂混系统。
全数字IBOC信号包括±5kHz区域中的一对主要划分、-5kHz至-10kHZ区域中的次要划分、以及+5kHz至+10kHZ区域中的第三划分。全数字系统不具有模拟成分，并且独立地传输所有划分(即，各划分不互补)。
图3为根据本发明所构造的IBOC接收器84的功能框图。在天线86上接收IBOC信号。带通预选过滤器88传送所关注的频带，包括处于频率fc的所希望的信号，但拒绝处于fc-2fif的图像信号(对于低旁频注入本地振荡器)。低噪声放大器90放大所述信号。在混合器92中，把所放大的信号与由可调谐本地振荡器96在线路94上所提供的本地振荡器信号flo相混合。这在线路98上创建了和(fc+flo)与差(fc-flo)信号。中间频率过滤器100传送中间频率信号fif，并且衰减所关注的调制信号的带宽之外的频率。模拟到数字转换器102使用时钟信号fs加以运作，以在线路104上按速率fs产生数字采样。数字降频转换器106频移、过滤以及抽选所述信号，以在线路108和110上产生较低采样速率同相与正交信号。然后，基于数字信号处理器的解调器112提供额外的信号处理，以在线路114上产生针对输出设备116的输出信号。
图3中的接收器包括根据本发明构造的调制解调器。图4为AMHD RadioTM调制解调器130的功能框图，其中描述了本发明的载波追踪的功能位置。令源自数字降频转换器的线路132上的输入信号受到载波追踪和自动增益控制，如框134中所示。把线路136上所得到的信号经受符号追踪算法138，符号追踪算法138在线路140和142上产生BPSK信号，在线路144上产生符号向量(在时域中)，并且在线路146上产生模拟调制的载波。如框148中所示，BPSK处理产生由其它框中所示的功能所使用的块/帧同步和模式控制信息150。OFDM解调器152解调时域符号向量，以在线路154上产生频域符号向量。
均衡器156结合BPSK和载波信号，处理频域符号向量，以在线路158上产生均衡的信号，并且在线路160上产生频道状态信息。对这些信号进行处理，以产生分支度量162，在去交织器164中对它们去交织，并且在去帧器(deframer)166中对它们进行映射，以在线路168上产生软判决比特。Viterbi译码器170处理软判决比特，以在线路172上产生所译码的程序数据单元。
本发明涉及图4的框134中的载波追踪功能。图5为AM载波追踪频率/相位锁定回路(FPLL)的功能框图。通过使用来自频率和相位锁定数值控制的振荡器(NCO)188的线路186上的输出信号NCOn，在混合器184中把包括线路182上的时域采样流的输入信号sign与dc混合，以在线路190上产生信号multn。mult信号为与dc混合的信号。
下标n表示处于输入采样速率的第n个采样索引。通过在乘法器196中把multn乘以线路194上的增益控制信号sgainnDF，获得线路192上的输出sigdcn。下标nDF表示抽选(decimate)过滤(按9抽选)之后的采样索引。
闭合回路处理开始于信号multn，并且为sign的下一个输入采样生成NCOn值。NCO由相位累加器198和用于计算复相量e-j·theta的处理器200构成。累加dthetanDF的NCO输入值(按弧度，将其初始化为0)，以在线路202上产生thetan。在把输入信号与dc混合之后得到FPLL输出sigdcn，然后将其乘以增益控制值sgainn(以后在回路中对其加以计算，将其初始化为0)，这旨在把主载波维持在统一的幅值。可以把该过程概括为 “使用输入信号sig计算第一信号变量，并且输出采样sigdc” theta(n)＝theta(n-1)+dtheta(n-1)；“对于第一次迭代，dtheta，theta初始化为0” NCO(n)＝exp{-j·theta(n)}；“计算共轭相量值” mult(n)＝sig(n)·NCO(n)；“输入信号被移位到dc” sigdcn(n)＝mult(n)·sgain；“使用agc计算输出采样(载波mag＝1)”。
使用45抽头FIR过滤器LPF1，过滤信号multn，并且按因子9对其进行抽选(所抽选的采样速率大约为5168Hz＝44100×15/128)，如框204中所示，从而在线路206上产生过滤后的采样multfiltnDF。过滤器LPF1把multfiltnDF的带宽限制在大约±2kHz的范围。这减小了干扰的影响，并且准许某些随后的操作使用所抽选的索引nDF而不是n，按抽选的速率进行操作。把信号multfilt输入于频率检测器208、相位检测器210以及增益控制功能212，以计算cmagholdnS和sgainnDF。索引nS意指按符号速率的采样，其是从第一抽选过滤器速率nDF按因子30抽选。可以如下计算抽选过滤器系数 “计算和预存储抽选过滤器LPF1的系数” k＝0...44，k≠22 k＝0...44 “针对统一的dc增益进行规格化” “计算LPF1的输出，按9抽选” “施用LPF1，按9抽选”。
相位检测器按弧度估计采样相位误差，而频率检测器按弧度估计每一对LPF1抽选的采样multfiltnDF之间的相位差。线路214和216上的复采样的相位或者频率估计依赖于约为虚部分量除以其幅度所得到的小角度，并且将其传送于回路过滤器218。使用值cmagholdnS而不是瞬时采样幅度，以允许检测器“飞轮(flywheel)”通过信号衰落，其中幅度通常较小，而相位噪声较大。按抽选的采样速率如下计算相位与频率检测器估计 其中，＊为复共扼。
按符号速率更新，并且从30个采样的所抽选的过滤器输出组中导出增益控制变量symbolmag、cmag以及cmaghold。变量cmagholdnS代表前一个符号的平均幅度，并且在相位与频率估计器中使用。按所抽选的速率(索引nDF)更新变量sgainnDF，并将其用于调节输出信号的电平。sgainnDF的自动增益控制(agc)动作用于把主载波保持在幅度1。这一例子中的增益控制变量如下计算 “按符号速率更新” “按符号速率更新” “按符号速率更新” “按所抽选的速率更新”。
本发明的载波追踪使用了自适应第三级频率/相位锁定回路(FPLL)。回路的增益按这样一种方式自适应通过窄带追踪，根据初始频率获得，在整个操作范围上，维持接近不变的阻尼因子。这一特性确保了闭合回路的稳定性，同时连续最大化追踪性能，而不会有过度的过冲。在获得期间，就快速地使FPLL进入相位获得范围而言，所述频率检测器是高效的。初始获得可以获得最高至少达2000Hz的初始频率偏移。
使用被设计成独立于符号同步进行操作的算法作为按大约46,512Hz(44100＊135/128)的采样速率逐个采样地(270个采样/符号)执行操作，来实现载波追踪。这消除了对外部同步(例如符号时针、或者FFT锁定条件等)的需求。
图6中描述了回路过滤器218的细节。回路过滤器按照这样一种方式自适应地调整其增益维持大致一致的、接近恒定的阻尼因子，如框220中所示。这一增益为输入相位偏移或者频率误差的函数，并且有助于在充分锁相时的快速获得和慢速追踪。把自适应回路增益(g)推导为内部估计的相位误差偏离幅度(biasmag)的函数，其提供了一种用于控制增益的适当度量。以下将讨论回路过滤器参数的细节与分析。所述输入为所估计的频率与相位检测器值。线路222上的输出为针对NCO的相位增量dthetanDF。按抽选的速率(索引nDF)执行所有功能。除了在计算了cmagholdnDF的第一符号输出值之后把biasmagnDF初值化为1之外，把所有变量初始化为0。
图6为自适应回路过滤器(使用浮点实现)的功能框图。一种新型相位平滑特性产生了用于减少出现在输出dthetanDF中的相位噪声的消除信号dphinDF(在线路224上)。这种相位噪声减小技术也产生了用于稳定回路的另一个变量phinDF(在线路226上)。实际上，回路稳定性就像噪声减少过滤器不存在那样加以操作，这是因为从dthetanDF输出中消除的噪声在其对dthetanDF无明显影响之后的时刻将其重新引入回路。这一附加稳定性(几乎)消除了产生于dphinDF消除的附加回路过滤影响。
把自适应回路增益参数g计算为频率与相位检测器值的函数。首先估计相位误差偏离，以判断回路是处于获得模式(大biasmagnDF)还是处于追踪过程(小biasmagnDF)。把所计算的相位误差的值phdetnDF调整phinDF，以实现稳定性补偿(如求和点228所示的)，并且将其用于以下计算g的自适应值的算法。
“计算自适应回路增益参数g” phdetphi(nDF)＝phdet(nDF)-phi(nDF-1)；“针对dphi的稳定性补偿” “过滤之后的相位偏离估计” “过滤器偏离幅度” “计算1/32＜＝g＜＝1”。
接下来，计算其余的回路过滤器参数。回路过滤器计算线路230和232上的第一和第二过滤器输出filt1nDF和filt2nDF。使用下列算法，把这些信号用于计算dthetanDF的下一个值，该值确定了针对NCO采样的相位增量。
“计算回路输出dtheta、抽选的采样速率nDF” “第一阶回路参数” phiprev＝phi；“保留差分dphi的先前的值” “针对小角度的稳定性补偿” dphi＝phiprev-phi；“相位噪声估计(负)” “第二级回路过滤器” “从具有+-1531Hz极限的回路过滤器计算dtheta，以及相位噪声消除dphi” “针对NCO的相位增量”。
以下，描述回路参数的推导。使用PLL的理想线性模型近似，可以在稳定状态操作下十分方便地分析稳定性、阻尼因子以及PLL的其它性能参数。这一线性模型允许传统的伺服控制理论分析技术确定适当的设计参数，特别是针对回路过滤器，以控制操作过程中的稳定性和性能。图7中所示的这一模型以弧度/秒为单位描述了频率，以伏特为单位描述了信号值。
图7为用于确定增益值的PLL的简化的线性模型。这一分析的目标在于为增益参数a和b确定适当的值。然而，对于这一分析，在整个分析过程中，我们将从所确定的a和b的导出值开始，然后使用这些假设的值表征所得到的PLL性能。PLL线性模型分析的简要概括如下。
参照图7，使用Kd＝1伏特/弧度的增益设计包括具有增益Kd的放大器252的相位检测器250。针对Ko＝fs弧度/秒-伏特的增益，设计NCO 254。可以把这两个因子Kd和Ko方便地表示为一个参数K＝fs。
可以把PLL的线性模型的闭合回路转换函数H(s)用于估计性能与稳定性。使用Laplace变换技术可以最好地描述所述转换函数。即， 其中，F(s)为所嵌入的回路过滤器转换函数。理想的第二级回路过滤器具有转换函数 回路过滤器的传统分析用时间常数τ1和τ2描述了PLL的重要特征。这些时间常数涉及通过用于理想第二级PLL中的RC部件所实现的回路过滤器的积分器和增益部件的特性。图8和9中说明了这些时间常数及其数字等效物之间的关系。假设回路过滤器中的积分器的采样速率为相对于FPLL信号输入/输出采样速率fs按因子9抽选的fsd。
图8为说明模拟RC时间常数的示意图。在图8中，时间常数为 τ1＝R1·C，以及τ2＝R2·C。
图9为说明等效数字时间常数的示意图。在图9中，时间常数为 以及 现在，可以把所得到的针对PLL的转换函数重写为 而且，可以按伺服术语把转换函数描述为 其中，ωn为自然频率，而ξ为PLL的阻尼因子，以及 PLL的这一分析、设计以及仿真性能表明a＝g/64和b＝g2/1024的所希望的值。把这些值选择为允许回路快速获得，然后平滑进行追踪的受控回路增益参数g的函数。把g的平方用于第二级过滤器，以便当g变化时维持固定的阻尼因子。当我们考察阻尼因子的表达式时，这一关系将变得十分清晰。可以把PLL自然频率计算为 则所得到的阻尼因子为 把阻尼因子设置得略高于临界阻尼(0.7071)，从而导致了具有最小过冲的快获得时间。特别重要的是，应该注意阻尼因子独立于受控回路增益值g。其原因在于把g用作增益a的乘法因子，而把g2用作增益b的乘法因子。在阻尼因子表达式的分母中的平方根允许消除变量g。这一特性允许PLL在自适应增益控制的宽的范围内一致地操作，并且快速地收敛。对PLL频率检测的添加仅在初始频率获得期间才有效。
图10-13中描述了本发明的仿真性能结果。图10描述了所计算的相位误差。图11描述了载波幅度估计。图12描述了频率误差。图13描述了自适应增益g。
先前存在的AM载波追踪算法是复杂的，并且涉及各种操作模式。本发明针对各种频道故障与中断的初始分析、仿真性能以及现场测试表明本发明的性能是良好的或者较好的。另外，如果需要的话，还可以通过参数设置调整最终的设计。
可以使用已知的电路部件，包括但不局限于一或多个处理器或者应用专用集成电路，实现各图中所示的各种功能。
尽管已针对多个例子描述了本发明，然而这一领域技术人员将会明显意识到，在不背离以下权利要求中所阐述的本发明的范围的情况下，可以对所描述的实例进行多方面的改动。
权利要求
1.一种用于在AM带内同频无线接收器中进行载波追踪的方法，该方法包括步骤
接收输入信号；
响应于振荡器控制信号生成本地振荡器信号；
把输入信号与本地振荡器信号相混合，以产生第一信号；
过滤第一信号，以按抽选的采样速率产生过滤后的第一信号；
检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，该过滤后的第一信号被规格化以减轻信号衰落的影响；以及
响应于过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，使用自适应回路过滤器产生振荡器控制信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，自适应回路过滤器为自适应第三级频率/相位锁定回路。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，自适应回路过滤器通过窄带追踪，根据初始频率获得在操作范围上维持接近恒定的阻尼因子。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤
响应于过滤后的第一信号，计算增益控制信号；以及
把第一信号乘以增益控制信号，以产生输出信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用增益控制信号的平方来维持接近恒定的阻尼因子。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，作为所估计的相位误差偏离幅度的函数推导增益控制信号。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，输入信号包括多个采样，并且逐个采样地执行权利要求1的各步骤。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差的步骤估计采样相位误差，并且针对频率误差估计每一对过滤后的采样之间的相位差角度。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，通过把虚部分量除以幅度值来近似小角度。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，调整相位误差的所计算的值以进行稳定性补偿。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，第一过滤信号具有限于大约±2kHz的带宽。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，作为所检测的相位误差和频率误差的函数，计算自适应回路增益参数。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，回路过滤器产生消除信号，以减小因回路过滤器的比例积分输出的比例分量所导致的本地振荡器信号中的相位噪声。
14.根据权利要求13所述的方法，还包括步骤
生成回路稳定信号，以补偿因消除信号所导致的回路稳定性的降低。
15.一种用于在AM带内同频无线接收器中进行载波追踪的装置，该装置包括
用于接收输入信号的输入端；
用于响应于振荡器控制信号生成本地振荡器信号的本地振荡器；
用于把输入信号与本地振荡器信号相混合以产生第一信号的混合器；
用于过滤第一信号以按抽选的采样速率产生过滤后的第一信号的过滤器；
用于检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差的检测器，其中，规格化过滤后的第一信号以减轻信号衰落的影响；以及
用于响应于过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，产生振荡器控制信号的自适应回路过滤器。
16.根据权利要求15所述的装置，其中，自适应回路过滤器为自适应第三级频率/相位锁定回路。
17.根据权利要求15所述的装置，其中，自适应回路过滤器通过窄带追踪，根据初始频率获得在整个操作范围上维持接近恒定的阻尼因子。
18.根据权利要求15所述的装置，还包括
处理器，用于响应于过滤后的第一信号，计算增益控制信号；以及
第二混合器，用于把第一信号乘以增益控制信号，以产生输出信号。
19.根据权利要求18所述的装置，其中，使用增益控制信号的平方来维持接近恒定的阻尼因子。
20.根据权利要求18所述的装置，其中，作为所估计的相位误差偏离幅度的函数推导增益控制信号。
21.根据权利要求15所述的装置，其中，输入信号包括多个采样。
22.根据权利要求21所述的装置，其中，相位误差估计采样相位误差，而频率误差估计每一对过滤后的采样之间的相位差角度。
23.根据权利要求15所述的装置，其中，第一过滤信号具有限于大约±2kHz的带宽。
24.根据权利要求15所述的装置，其中，振荡器控制信号减小因回路过滤器的比例积分输出的比例分量所导致的本地振荡器信号中的相位噪声。
25.根据权利要求15所述的装置，其中，回路过滤器生成回路稳定信号，以补偿回路过滤器对回路稳定性的过滤影响，以及减小因相位噪声所导致的附加回路过滤影响。
全文摘要
一种在AM带内同频无线接收器中进行载波追踪的方法，该方法包括步骤接收输入信号；响应于振荡器控制信号生成本地振荡器信号；把输入信号与本地振荡器信号相混合，以产生第一信号；过滤第一信号，以按抽选的采样速率产生过滤后的第一信号；检测过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，该过滤后的第一信号被规格化以减轻信号衰落的影响；以及响应于过滤后的第一信号的相位误差和频率误差，使用自适应回路过滤器产生振荡器控制信号。还提供了一种执行该方法的装置。
文档编号H04L27/00GK101310496SQ200680042505
公开日2008年11月19日 申请日期2006年11月10日 优先权日2005年11月14日
发明者B·W·克罗哲, 琨 王 申请人:艾比奎蒂数字公司