专利名称：一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字信息传输领域，具体涉及一种地面数字电视系统中的帧同步技术。
背景技术：
电视产业和事业的发展一直围绕着收视质量与服务能力的提高为中心进行，数字电视作为新的一代电视技术，其收视质量大幅度提高；同时，数字化技术的采用为更多的其它服务创造了发展空间。数字电视的发展将对整个电子信息行业的发展有重大意义。
地面数字电视广播系统是广播电视体系中的重要组成部分。它与卫星数字电视广播系统和有线数字电视广播系统以及其它辅助系统一起相互协同提供全面的受众覆盖，是我国广播电视综合覆盖网中重要的部分。我国有三分之二的电视用户要靠无线覆盖；另外，在自然灾害、战争等情况下，较之有线电视和卫星电视而言，地面电视是具有快速恢复广播电视覆盖能力的传输系统。
目前，世界上已有三种地面数字电视广播传输标准①采用8VSB调制的美国高级系统委员会ATSC标准；②采用编码正交频分复用(COFDM)的欧洲数字视频广播组织DVB-T标准；③采用频带分段传输正交频分复用(BST-OFDM)的日本ISDB-T标准。
地面数字电视广播无线传输系统要求具有良好的抗干扰能力，如噪声干扰、静态多径干扰、动态多径干扰，并且具备固定接收和移动接收的能力，具备城市复杂通信环境下的可靠接收。比如在城市环境下楼宇比较多，多径反射、散射、折射都比较强烈，造成比较强的多径干扰，这会比较强的码间干扰，影响地面数字电视系统的同步和接收性能，严重情况下还会造成系统接收失败。为此地面数字电视接收机必须在接收端进行有效的信道估计与信道均衡，从而补偿信道所带来的失真。
为了实现系统同步和信道估计，美国ATSC使用了一段PN序列作为均衡器的训练，欧洲DVB-T使用了时域循环前缀和频域导频。ATSC标准针对固定接收设计，为追求高的频谱利用率，数据帧结构块较大，从而信道估计与均衡很难跟踪上时变信道，不能支持移动接收，只能支持固定接收。DVB-T标准原本也是为固定接收设计的，但由于应用了频域连续导频和散布导频，可支持移动接收，缺点是信号重入再同步时间较长，对移动接收性能有一定程度的影响。同时由于频域离散导频和连续导频会占据有效的数据带宽，降低了系统的数据传输率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可用于地面数字电视系统中的帧同步产生方法及其装置，以实现接收端与发射端同步，并可进行信道估计与信道均衡训练。
本发明提供的帧同步产生方法包括以下步骤第1步输入的基带码流通过前向纠错编码进行误码保护，之后进行星座映射与交织，形成3744数据符号；第2步将36个符号的系统信息放置在3744个符号的数据之前，并经帧体数据处理后形成3780个符号的时域帧体；第3步根据所选帧头模式的不同，生成相应的420个符号即PN420、595个符号即PN595或945个符号即PN945的PN序列作为帧同步头；第4步将生成的帧头PN序列插入在帧体数据之前，形成一个完整的信号帧；第5步信号帧经成形滤波器进行滤波后，得到基带信号输出。
上述一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法的前向纠错编码为级联码，外码为BCH编码，内码为LDPC编码；星座映射为64QAM、32QAM、16QAM、4QAM和4QAM-NR映射中的一种，交织为基于符号的卷积交织。
其中帧体数据处理包括两种模式单载波模式和多载波模式。
令X(k)表示36个符号的系统信息和3744个符号的数据信息组合形成的3780个符号的帧体信息的符号。
a)单载波模式下，帧体数据处理形成的时域帧体为FBody(k)＝X(k)k＝0，1，2，……，3779b)多载波模式下，首先对X(k)进行频域交织，得到X(n)，之后进行如下运算FBody(k)=1CΣn=1CX(n)ej2πnkC]]>k＝0，1，2，……，3779C＝3780上述的PN420是长度255的m序列即PN255的循环扩展。
PN595是长度为1023的m序列即PN1023的截短码。
PN945是长度511的m序列即PN511的循环扩展。
一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，包含前项纠错编码器、星座映射与交织器、系统信息插入装置、帧体数据处理器、组帧装置和成形滤波器组成。组帧装置要有PN帧头序列生成器参与为数据提供帧头，而PN帧头序列生成器又包括并列的三个部分一个PN420生成装置、一个PN595生成装置和一个PN945生成装置。PN420生成装置由225帧序号计数器、8阶线性反馈移位寄存器、PN420初始相位生成器、PN420使能控制器、映射与幅度调整组成。PN595生成装置由10阶线性反馈移位寄存器、PN595使能控制器、映射与幅度调整组成。PN945生成装置由200帧序号计数器、9阶线性反馈移位寄存器、PN945初始相位生成器、PN945使能控制器、映射与幅度调整组成。
上述的8阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G255(x)＝1+x+x5+x6+x8上述的10阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G1023(x)＝1+x3+x10该10阶线性反馈移位寄存器的初始相位为0000000001。
上述的9阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G511(x)＝1+x2+x7+x8+x9当处于PN420模式时，一个超帧含有225个信号帧；处于PN595模式时，一个超帧含有216个信号帧；处于PN945模式时，一个超帧含有200个信号帧。
一个超帧中，每个信号帧的帧头PN420的序列均不相同，由PN420的初始相位决定。
一个超帧中，每个信号帧的帧头PN595的相位相同。
一个超帧中，每个信号帧的帧头PN945的序列均不相同，由PN945的初始相位决定。
本发明应用于国家数字电视地面广播传输标准，采用PN序列作为帧同步头，具体来说其优点或特点表现在如下方面●由于用作帧头的PN序列，可以用来进行同步和信道估计，节省频域导频，与DVB-T和ISDB-T方案相比，其频谱利用率要高10％以上。
●同步速度高于DVB-T。使用PN序列填充保护间隔，利用PN序列的良好自相关性，可以使得系统在同步方面显得更鲁棒，因相关运算在时域进行，同步时间较短约为1个毫秒，而DVB-T方案的OFDM同步时间为几十毫秒。
●同时，利用已知PN序列的良好自相关性和随机特性，可以对时域均衡器进行准确的训练，使均衡器能最优地补偿信道传输中产生的信号失真。同时信道估计仅需要利用当前信号完成，因此能更易地满足快速移动接收的要求。
●由于PN序列已知，在同步和信道响应已知的情况下可以通过相关运算去掉PN序列对帧体的影响，即经过处理后，可以获得与零填充相同的帧体信号。已有理论证明，时间保护间隔为零值填充与时间保护间隔为周期延拓填充在同样信道下的性能是等价的。
图1本发明发射系统的结构框图；图2本发明的系统多级复帧结构图；图3本发明三种信号帧结构图；图4本发明中PN420的结构图；图5本发明中PN945的结构图；图6本发明中8阶线性反馈移位寄存器图；图7本发明中10阶线性反馈移位寄存器图；图8本发明中9阶线性反馈移位寄存器图；图9本发明中PN帧头序列生成器结构图；图10本发明中PN420的生成装置结构图；图11本发明中PN595的生成装置结构图；图12本发明中PN945的生成装置结构图。
具体实施例方式
下面结合
本发明的一种具体实现方式。
图1所示为本发明的一种发射系统的结构框图。该发射系统的输入信号为待传输的基带码流，输入码流经前向纠错编码器1、星座映射与交织器2后，得到3744个符号的数据。系统信息生成器3根据不同的传输模式，如编码码率、星座映射模式、交织模式等，生成36个符号的系统信息，系统信息采用I、Q相同的4QAM调制映射方式。3744个符号的数据和该36个符号的系统信息通过系统信息插入装置4组合在一起，形成3780个符号的数据X(k)，其中系统信息在数据段的前面。该3780个符号的数据X(k)经帧体数据处理器5后，得到3780个符号的帧体。帧体数据处理的目的是为了得到时域的帧体数据，根据单、多载波模式的不同，需分别进行如下的计算在单载波模式下，所有的数据处理均已在时域完成，故X(k)已经为时域数据，所以帧体数据处理的计算公式如下FBody(k)＝X(k)k＝0，1，2，……，3779其中，帧体数据符号的速率为7.56Ms/s，带宽为7.56MHz。
在多载波模式下，X(k)被认为是频域数据，故首先对X(k)进行频域交织，得到X(n)。频域交织的目的是将X(k)映射到有效的3780个频域子载波上，之后需对X(n)进行3780点IDFT运算，从而得到时域的帧体数据
FBody(k)=1CΣn=1CX(n)ej2πnkC]]>k＝0，1，2，……，3779C＝3780多载波模式下共有3780个有效子载波，占用带宽为7.56MHz，子载波间隔为2kHz。
PN帧头序列生成器6根据所选择的不同的帧头模式，生成PN420、PN595或PN945的帧头。在组帧7内，时域的帧体数据和相应的PN帧头序列组合在一起，PN帧头在帧体数据之前，组合之后的数据即为信号帧。PN420、PN595和PN945所对应的信号帧长度分别为4200、4375和4725个符号。三种帧头模式中，帧体的长度均形同，为3780个符号，持续时间均为500μs。帧头的PN序列的调制方式采用的是I、Q相同的4QAM映射。
组帧后的信号帧经过成形滤波器8后，得到基带的数据输出。成形滤波器采用平方根升余弦(SRRC)滚降特性的FIR滤波器。SRRC的滚降系数为0.05。该SRRC滤波器的频率响应为H(f)=1|f|≤(1-α)/2Ts{12+12cos(π[(2Ts|f|-1+α)]2α)}12(1-α)/2Ts<|f|≤(1+α)/2Ts0|f|>(1+α)/2Ts]]>其中Ts为输入信号的符号周期(1/7.56μs)，α为平方根升余弦滤波器滚降系数。
图2所示为本发明的多级分层的复帧结构图。其中信号帧是最基本的结构单元，信号帧由帧头和帧体两部分组成，其中帧头有三种模式，即PN420、PN595和PN945，分别对应信号帧长度555.56μs、578.7μs和625μs。
超帧为一组信号帧的集合，且不同帧头模式下超帧的时间长度均为125ms，故PN420、PN595和PN945三种模式下，一个超帧分别含有225、216和200个信号帧。
分帧定义为一组超帧的集合，时间长度为1分钟，故一个分帧含有480个超帧。
日帧定义为一组分帧的集合，时间长度为24个小时，含有1440个分帧。
图3更具体的表明了三种信号帧结构的组成图。
本发明提供三种不同的帧头模式的目的是为了适应不同的应用环境和覆盖范围。PN420能提供55.6μs的保护间隔，适合在城市范围内组建区域性单频网，PN945能提供125μs的保护间隔，适合组建全国性大范围单频网，而PN595可以提供78.7μs的保护间隔，同时由于PN595的结构简单，且没有循环保护特性，在接收端可以利用时域均衡器来对抗信道特性。
图4所示为PN420的循环扩展的结构图。PN420的基本序列为长度为255的m序列即PN255，该PN255由8阶线性反馈移位寄存器(LFSR)生成，生成多项式为G255(x)＝1+x+x5+x6+x8该LFSR的结构如图6所示。由G255(x)生成的序列为一最大长度序列，也就是m序列，其周期为28-1＝255。
一个周期的PN255可以分为三个部分前83个比特，中间90个比特，后82个比特。为了得到循环扩展的PN420，需进行如下操作将该PN255的前83个比特续接到PN255的尾部，将该PN255的后82个比特续接到PN255的前面，即得到循环扩展的420个比特的PN序列。
根据m序列的特性，上述的循环扩展等效为如下过程连续生成3个周期的PN255，截取第一个周期PN255的后82个比特，截取第三个周期PN255的前83个比特，连同第二个周期的PN255一起，共同构成的420个比特的PN序列即为循环扩展的PN420。所以，PN420就是由8阶LFSR以某一初始相位生成的连续420个比特的m序列，这种性质也就为生成PN420提供了比较简便的硬件实现方式。
在PN420帧头模式下，一个超帧中含有225个信号帧，同时这225个信号帧的PN420的帧头序列是不相同的，共有225个PN420序列，每个序列均由8阶LFSR的初始相位决定。采用这种方式时，每个信号帧的帧头在接收端可以作为信号帧的帧序号来使用，从而能够带来附加的一些方便功能。
下表即为采用这种可变相位PN420时，一个超帧中每个信号帧所含PN420的初始相位对应表。
同样，图5所示为PN945的循环扩展的结构图。PN945的基本序列为长度为511的m序列即PN511，该PN511由9阶线性反馈移位寄存器(LFSR)生成，生成多项式为G511(x)＝1+x2+x7+x8+x9该LFSR的结构如图8所示。由G511(x)生成的序列为一最大长度序列，也就是m序列，其周期为29-1＝511。
同样，类似于PN420的结构，一个周期的PN511可以分为三个部分前217个比特，中间77个比特，后217个比特。为了得到循环扩展的PN945，需进行如下操作将该PN511的前217个比特续接到PN511的尾部，将该PN511的后217个比特续接到PN511的前面，即得到循环扩展的945个比特的PN序列。同理，PN945就是由9阶LFSR以某一初始相位生成的连续945个比特的m序列。
在PN945帧头模式下，一个超帧中含有200个信号帧，同时这200个信号帧的PN945的帧头序列是不相同的，共有200个PN945序列，每个序列均由9阶LFSR的初始相位决定。采用这种方式时，每个信号帧的帧头在接收端可以作为信号帧的帧序号来使用，从而能够带来附加的一些方便的功能。
下表即为采用这种可变相位PN945时，一个超帧中每个信号帧所含PN945的初始相位对应表。
图7所示为PN595的LFSR的结构图。不同于PN420和PN945，PN595没有采用循环扩展的PN结构，而是采用了1023长度的m序列的截短码，具体是PN1023的前595个码片的方式。该PN1023的生成多项式为G1023(x)＝1+x3+x10，初始相位为0000000001。
图9所示为一种实现的PN帧头序列生成器6的内部结构图。该PN帧头序列生成器根据选择的帧头模式的不同，生成相应长度的PN帧头序列。其内部包括PN420生成装置9、PN595生成装置10、PN945生成装置11、帧头模式控制器12和PN序列选择器13组成。
PN420生成装置9、PN595生成装置10和PN945生成装置11分别生成PN420、PN595和PN945三种PN帧头序列。帧头模式控制器12根据选取PN帧头模式的不同，输出相应的选择控制信号给PN序列选择器13。当选择PN420模式时，帧头模式控制器12输出2比特控制信号“00”，当选择PN595模式时，帧头模式控制器12输出2比特控制信号“01”，当选择PN945模式时，帧头模式控制器12输出2比特控制信号“10”。PN序列选择器13根据帧头模式控制器12输出的2比特控制信号来选取相应的PN序列，即当控制信号为“00”时，PN序列选择器13选择PN420序列输出，当控制信号为“01”时，PN序列选择器13选择PN595序列输出，当控制信号为“10”时，PN序列选择器13选择PN945序列输出。
图10所示为一种生成PN420的硬件结构，其中包括225帧序号计数器14、PN420初始相位生成器15、8阶线性反馈移位寄存器16、PN420使能控制器17、映射与幅度调整18组成。根据前面的叙述，PN420是由基本的8阶LFSR产生的。
在PN420模式下，一个超帧含有225个信号帧，每个信号帧的PN420的相位是不同的，这种特性的PN序列可以用来作为一个超帧中帧序号的标志，但也为PN420的生成带来了一定的复杂度。225帧序号计数器14用来计算当前信号帧在一个超帧中的帧序号，其计数范围从0～224。PN420初始相位生成器15根据产生的帧序号，通过查PN420初始相位表，为每个信号帧的PN420产生对应的初始相位。8阶线性反馈移位寄存器16则根据相应的初始相位，产生所对应的m序列。
以超帧中的第一个信号帧为例，由初始相位表可知，第一个信号帧PN420的初始相位为“10110000”(对应初始相位表中的序号0)，该初始相位与8阶LFSR中的单元的对应顺序为“D8～D1”，参见图6。
该m序列的产生时刻和产生的时间长度是由PN420使能控制器17控制的。PN420使能控制器17产生两个信号使能信号和复位信号。复位信号在每个信号帧开始的时候，也就是PN420开始的时刻，将PN420初始相位生成器15所产生的初始相位装载到8阶线性反馈移位寄存器16中，作为LFSR的初始相位；使能信号用来控制产生m序列的长度，其时间宽度为420个比特的时间，每个比特的脉冲宽度为(1/7.56μs)。使能信号为高电平有效，高电平期间产生m序列，低电平期间LFSR是停止工作的。在该使能和复位信号控制下产生的420个比特的m序列即为对应初始相位的PN420序列。
8阶线性反馈移位寄存器16产生的PN420是一个串行的二进制比特流，而非时域的符号流，故需通过映射与幅度调整18将比特流转化为符号流。首先将LFSR产生的二进制的PN序列经过“0”到“+1”、“1”到“-1”的映射，转化为两电平的串行序列，之后进行I、Q相同的4QAM调制，从而得到对应的时域符号流。之后进行幅度调整，以使PN序列的功率为帧体数据功率的2倍。
图11所示为一种生成PN595的硬件结构图，包括10阶线性反馈移位寄存器19、PN595使能控制器20、映射与幅度调整21组成。由于PN595模式下，一个超帧中每个信号帧的PN595均相同，是PN1023的前595个比特，所以PN595生成器中不再需要类似于PN420的初始相位生成器。PN595使能控制器20产生使能信号和复位信号，复位信号在每个信号帧的起始时刻也就是PN595的起始时刻，将10阶线性反馈移位寄存器19复位到初始状态“0000000001”；使能信号为LFSR提供工作使能，使能信号的宽度为595个比特，每个比特的脉冲宽度为(1/7.56μs)。在使能信号有效期间，LFSR生成m序列，无效期间，LFSR停止工作。这样就得到了长度为595的m序列，即PN595。
之后，映射与幅度调整21将进行“0”到“+1”、“1”到“-1”的映射，之后进行I、Q相同的4QAM调制，然后进行幅度调整。与PN420不同，PN595的信号功率与帧体数据功率相同，故通过幅度调整将PN序列调整到和信号平均功率相同。
图12所示为一种PN945的硬件生成结构，由200帧序号计数器22、PN945初始相位生成器23、9阶线性反馈移位寄存器24、PN945使能控制器25、映射与幅度调整18组成。其具体的工作原理与过程类似于PN420。
权利要求
1.一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于，包括以下步骤第1步输入的基带码流通过前向纠错编码进行误码保护，之后进行星座映射与交织，形成3744数据符号；第2步将36个符号的系统信息放置在3744个符号的数据之前，并经帧体数据处理后形成3780个符号的时域帧体；第3步根据所选帧头模式的不同，生成相应的420个符号即PN420、595个符号即PN595或945个符号即PN945的PN序列作为帧同步头；第4步将生成的帧头PN序列插入在帧体数据之前，形成一个完整的信号帧；第5步信号帧经成形滤波器进行滤波后，得到基带信号输出。
2.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于所述的前向纠错编码为级联码，外码为BCH编码，内码为LDPC编码；星座映射为64QAM、32QAM、16QAM、4QAM和4QAM-NR映射中的一种，交织为基于符号的卷积交织。
3.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于所述的帧体数据处理包括两种模式单载波模式和多载波模式；令X(k)表示36个符号的系统信息和3744个符号的数据信息组合形成的3780个符号的帧体信息的符号；a)单载波模式下，帧体数据处理形成的时域帧体为FBody(k)＝X(k)k＝0，1，2，……，3779b)多载波模式下，首先对X(k)进行频域交织，得到X(n)，之后进行如下运算FBody(k)=1CΣn=1CX(n)ej2πnkC]]>k＝0，1，2，……，3779C＝3780
4.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于，PN420是长度255的m序列即PN255的循环扩展。
5.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于PN595是长度为1023的m序列即PN1023的截短码。
6.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于PN945是长度511的m序列即PN511的循环扩展。
7.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于PN420模式时，一个超帧含有225个信号帧；PN595模式时，一个超帧含有216个信号帧；PN945模式时，一个超帧含有200个信号帧。
8.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于一个超帧中，每个信号帧的帧头PN420的序列均不相同，由PN420的初始相位决定。
9.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于一个超帧中，每个信号帧的帧头PN595的相位相同。
10.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法，其特征在于一个超帧中，每个信号帧的帧头PN945的序列均不相同，由PN945的初始相位决定。
11一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，包含前向纠错编码器、星座映射与交织器、系统信息生成器及系统信息插入装置、帧体数据处理器、组帧装置和成形滤波器组成，其特征在于，为组帧装置提供帧头部分的PN帧头序列生成器又包括并列的三个部分一个PN420生成装置、一个PN595生成装置和一个PN945生成装置。
12.根据权利要求11所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，PN420生成装置由225帧序号计数器、8阶线性反馈移位寄存器、PN420初始相位生成器、PN420使能控制器、映射与幅度调整组成。
13.根据权利要求11所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，PN595生成装置由10阶线性反馈移位寄存器、PN595使能控制器、映射与幅度调整组成。
14.根据权利要求11所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，PN945生成装置由200帧序号计数器、9阶线性反馈移位寄存器、PN945初始相位生成器、PN945使能控制器、映射与幅度调整组成。
15.根据权利要求12所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，所述的8阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G255(x)＝1+x+x5+x6+x8。
16.根据权利要求13所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，所述的10阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G1023(x)＝1+x3+x10该10阶线性反馈移位寄存器的初始相位为0000000001。
17.根据权利要求14所述的一种地面数字电视系统中的帧同步产生的装置，其特征在于，所述的9阶线性反馈移位寄存器的生成多项式为G511(x)＝1+x2+x7+x8+x9。
全文摘要
本发明提供了一种地面数字电视广播传输系统中的帧同步产生方法及其装置，属于数字信息处理领域，其特征在于本发明提供了三种长度的帧头，即PN420、PN595和PN945。PN420和PN945分别由8阶和9阶的线性反馈移位寄存器产生，并需要进行循环扩展，PN595则为10阶线性反馈移位寄存器产生序列的截短序列。根据不同的模式选择，将相应模式的PN帧头序列插入到帧体数据之前，形成信号帧。当选择PN420或PN945模式时，每个信号帧的帧头需进行一定规律的相位旋转，而PN595模式时，每个信号帧的帧头均相同。其中PN帧头用来建立同步、进行信道估计与均衡，具有同步时间短、信道估计简单、接收性能好等特点。
文档编号H04N5/06GK101035295SQ20071006555
公开日2007年9月12日 申请日期2007年4月16日 优先权日2007年4月16日
发明者张晓林, 张超, 张展, 苏琳琳, 张帅 申请人:北京航空航天大学