专利名称：时分－同步码分多址系统中频率精细校正的方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及精细频率校正的方法及装置，特别涉及一种时分-同步码分多址无线通信系统(简称为TD-SCDMA系统)用户终端在进行自动频率校正时所使用的精细频率校正方法及装置。
背景技术：
在无线通信系统中，发射机与用户终端的本地振荡器(简称为本振)之间均存在着频率偏差(简称为频偏)。当频偏达到一定数值时就会导致接收信号质量的严重下降，甚至造成传输失败。特别是在TD-SCDMA系统中的用户终端(简称为UE)，由于受温度、体积、功耗和制造成本等因素的影响，初始频偏的典型值为2.5ppm～10ppm之间。如果不采用相应措施校正本振的频率输出，使频偏保持在一个较小的范围(典型值为0.1ppm，对采用2GHz频段的TD-SCDMA系统来说约200Hz)，将严重影响通信质量，甚至导致通信失败。因此，在用户终端中，设置有用于实现频率同步的装置，即自动频率校正(简称为AFC)装置。
当初始频偏较大时(如达到10ppm)，AFC的频率校正过程分为粗略校正和精细校正两个阶段。频率粗略校正阶段一般在小区初搜(或小区重选，下同)的前期进行，而频率精细校正阶段则是在小区初搜后期和小区驻留后进行。原因是1、在小区初搜前期，可利用的信息仅能实现频率的粗略同步，并且若不进行频率粗略校正，后续步骤难以正确完成。TD-SCDMA系统通常使用训练序列下行同步码(简称为SYNC_DL)作频率的粗略校正。AFC中的频率偏差估计(简称为FOE)模块具有估计的最大频偏范围与估计精度成反比的显著特点，即估计精度越高，其所能估计的最大频偏范围越小。TD-SCDMA系统中的SYNC_DL码64码片(简称为chip)的码长决定了FOE模块所能估计的最大频偏范围能够达到10ppm，但其估计精度无法满足较高的要求(典型值为0.1ppm)。
2、在小区初搜后期和小区驻留后，自动频率校正所能利用的信息有所增加，能够满足实现频率精细同步的要求。现有技术通常使用训练序列中间码(简称为midamble)或解调恢复的数据来实现频率的精细校正。其码长不小于144chip，能够实现高精度(典型值为0.1ppm)的频率估计，同时频率粗略校正已经将频偏校正到了一个相对较小的范围(典型值为1ppm)，因此，FOE模块所支持的频偏估计范围也能符合要求。
显然，当初始频偏较小(典型值为1ppm)时，可仅采用频率精细校正来实现自动频率校正功能。可以预见的是，随着相关技术的发展和革新，本振频率精度的不断提高，未来自动频率校正仅需进行精细校正就可满足需求。
TD-SCDMA系统的码片速率为1.28Mcps，每个无线子帧长度为5ms，即6400chip。其中，每个子帧又可分为7个常规时隙TS0～TS6，以及两个导频时隙，即下行导频时隙(简称为DwPTS)和上行导频时隙(简称为UpPTS)，一个主保护间隔(简称为GP)。而TS0时隙总是分配给下行链路，用于承载系统广播信道及其它可能的下行信道；而TS1～TS6时隙则用于承载上、下行业务信道。UpPTS和DwPTS分别用来建立初始的上、下行同步。DwPTS包含有一个64 chip的SYNC_DL，它的作用是小区标识和初始同步建立。时隙TS0～TS6长度为864 chip，其中包含两段长为352 chip的数据符号，以及中间的一段长为144chip的midamble训练序列。该训练序列在TD-SCDMA中有重要意义，其作用包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等。
现有技术中有多种频率精细校正方法，如直接使用TS0时隙对应的基本midamble进行频率估计。但在实际应用中，接收的信号不仅包括基本midamble，同时还包括其它激活用户对应的基本midamble移位(1个激活用户对应1个或多个激活窗，1个激活窗对应1个基本midamble移位)。若时隙中包含多个用户，且功率相差不多时，直接使用基本midamble进行频率估计，将导致较大的估计误差。另外，在实际网络中，接收信号还将受到来自本系统邻近小区的同频干扰，特别当UE处于小区边缘时，使用上述方法进行频率精细校正，将不能获得理想的性能。试验证明，当本小区信号与同频干扰信号功率比小于3dB时，频率精细校正性能将显著下降。
为减少本小区多用户干扰的影响，又出现了采用先恢复出时隙中midamble的主要分量(即发送midamble数据的成分)再进行频率估计的方法。但该方法只使用了系统提供的144chip训练序列中的128chip进行频率估计，估计精度有所损失。同时，当存在强同频干扰时，该方法同样无法获得理想性能。
现有技术中还有一种使用数据恢复的频率精细校正方法，该方法首先对解调恢复的数据进行再编码/调制，然后与使用midamble估计出的信道重构生成原始发送信号，最后利用重构信号和接收信号进行频偏估计。然而，当本时隙中存在用户数较多，或受到的同频干扰较强时，要正确解调恢复出发送数据，对联合检测技术的要求极高，计算复杂度和运算量均较大，且难以保证性能。
综上所述，现有技术中的频率精细校正方法主要存在在同频干扰较严重的环境中不能保证性能和没有充分利用接收信号中的可用信息两个缺陷。本发明正是针对解决以上问题的一种频率精细校正的方法及使用该方法的装置。
发明内容
本发明方法提出一种在同频干扰极为严重，信道环境极其恶劣的情况下，实现频率精细校正的方法及装置。本发明方法的基本思路是利用接收混叠信号中的本小区信号、邻小区同频干扰信号及它们的多径信息，尽可能地将一切能够用于频偏估计的信息有机的结合起来并有效利用，以克服现有技术的不足，提高频率精细校正的性能。
本发明频率精细校正方法包括以下步骤A、每间隔设定帧数Num确定一次有效同频干扰信号所使用的训练序列及其主径位置，B、以帧为单位对本小区信号进行midamble的移位检测与重构，C、以帧为单位对本小区信号进行有效径的搜索与合并，并与本地重构的midamble生成同频干扰合并的基准信号，D、以帧为单位计算有效同频干扰的相关信号，并与基准信号进行合并，生成最终的同频合并相关信号，E、以帧为单位采用极大似然的次优算法进行频偏估计，F、求设定帧数fn的频偏估值的均值，G、以设定帧数fn为时间间隔，利用频偏估计均值进行本振调整。
本发明校正方法步骤A中的设定帧数Num通常为1024帧，步骤F和步骤G中设定帧数fn通常为20～30帧。
本发明校正方法步骤A中计算相关功率和信道冲激响应功率时，均可采用3～5帧数据的功率值作叠加，以平滑噪声的影响。
本发明校正方法在确定有效干扰信号的SYNC_ID时，采用比较下行同步码相关功率值Pmaxn和小区信号相关功率值maxu并设置门限的方式确定，若Pmaxn>Pmaxu/T1]]>(式中T1为设定门限，优选值为2)，则SYNC_ID＝n为有效干扰信号的SYNC_DL；反之，则SYNC_ID＝n对应的SYNC_DL为无效的干扰信号。
本发明校正方法在确定各有效干扰信号的主径位置采用将有效干扰信号的相关函数功率Pinj，i＝1，2，…，64与Pmaxnj进行比较并设置门限的方式确定，若plnj>Pmaxnj/T2,]]>l＝1，2，…，max p-2(式中T2为设定门限，优选值为2；maxp为Pmaxnj所在位置)，则posI+lmin-33为SYNC_ID＝nj的同频干扰信号DwPTS的主径位置posnj，否则posI+maxp-33为主径位置posnj。
本发明校正方法在midamble的移位检测时，在本窗信道冲激响应hI的前6点内寻找信道冲激响应hI的功率最大值，记录位置p和功率值PwrI=|hpI|2,]]>利用|hpI|对hI作归一化处理获得 判断是否|h~p+(win-1)*16I|2>|h~pI|2T3]]>(式中win的取值为2～8；T3为设定门限，优选值为4)，是则窗win激活，添加至激活窗列表winlist＝[winlistwin]，winlist初值为[1]，否则窗win未激活，继续下一个win取值，如此反复，直至判断完win的所有取值。
本发明校正方法在重构发送的midamble移位组合数据mI时，基本midamble周期延展而成的长序列m的长度L由下式确定L＝Lm+(K-1)W式中，Lmmidamble的长度，在TD-SCDMA系统中固定为144，K本时隙内可用midamble的最大数目，即最大用户数(或最大激活窗数)，W描述无线信道冲激响应的窗长(单位为chip)，定义为128/K。
对于TS0时隙，K＝8，W＝16，因此L＝256。则基本midamble经周期扩展后的长序列为m，其中第i个元素为mi，i＝1，2，…，L。
时隙中第k个窗对应的midamble移位m(k)的第i个元素由下式得到mi(k)=mi+(K-k)w,i=1,2,···,Lm,k=1,2,···,K]]>最终重构结果为mI，其中第i个元素miI按下式获得miI=Σ1|h~p+(l-1)*16I|mi(kl)ij,]]>l＝1，2，…，length(k)，i＝1，2，…，144(式中，j为虚数符号)。
本发明校正方法在有效径搜索时在midamble数据起点前ΔE chip处截取144+2*ΔE长的数据eI(ΔE为多径补偿量，设定取值为5)，计算eI与mI的滑动相关corrI，滑动chip数11，步长1chip，corrI的第i个元素按下式获得corriI=Σn=1144ei+nI·(mnI)*,i=0,1,···,10]]>判断是否|corrct1I|2>|corrΔEI|2T4]]>(T4为设定门限，优选值为4)，是则表明i＝Ct1处存在有效径，否则继续搜索，直至搜索完corrI的所有元素。
本发明校正方法的有效径合并方式为rI=rI+corrΔEI·(corrlI)*|corrΔEI·(corrlI)*|·r]]>式中rI为多径合并信号，初始时，其第i个元素riI=0,i=1,2,···,144;]]>r为参考信号，其中第i个元素ri=eΔE+iI,i=1,2,···,144;]]>l依次取有效径信息数组multipath的各元素，multipath的第i个元素为mulitipathi，i＝1，2…，length(multipath)；最终获得同频干扰合并的基准信号yI＝rI·(mI)*，其中第i个元素为yiI，i＝1，2，…，144。
本发明校正方法在判断当前帧有效同频干扰信号时，采用信道冲激响应功率最大值PwrMCt3和PwrI比较并设置门限方式确定，判断是否PwrMCt3>PwrI/T5]]>(T5为设定门限，优选值为2)，是则说明当前帧该同频干扰有效，否则继续搜索其余有效同频干扰对应的信道冲激响应功率最大值并进行上述比较，直至搜索完所有可能的有效同频干扰。
本发明校正方法等增益合并于同频合并相关信号y如下式所示y=y+mean(yI·(yMCt3)*)|mean(yI·(yMCt3)*)|yMCt3]]>式中yMCt3为mid_id＝MCt3的同频干扰相关信号，yI为基准信号，y初始时其第i个元素为yi=yiI,i=1,2,···,144.]]>本发明频率精细校正装置包括现有技术中已经存在的下变频器、数据提取器、基本训练系列码字生成器、有效干扰信号特征提取器、帧计数器、信息分选器、频偏估计器、多帧频偏估值均值计算器和压控振荡器(简称为VCO)外，还包括Midamble移位组合的检测与重构器、有效径搜索与合并器和同频信号合并器。
本发明频率精细校正装置各部分的功用将在以下结合附图作详细介绍。
图1TD-SCDMA系统帧结构示意2TD-SCDMA系统DwPTS的突发结构示意3TD-SCDMA系统时隙TS0～TS6的结构示意4TD-SCDMA系统时隙内激活窗与midamble移位对应关系示意5本发明激活窗检测时的128点的归一化信道冲激响应示意6本发明校正方法有效径搜索示意7本发明校正方法的处理流程框8本发明频率精细校正装置的结构示意9现有技术方法与本发明频率精细校正方法的性能对比曲线图下面结合附图及具体实施方式
对本发明精细校正方法做详细的说明。
图1是TD-SCDMA系统帧结构示意图，由图可知，在每帧数据结构中包含7个常规时隙TS0～TS6，两个导频时隙，即下行导频时隙(简称为DwPTS)和上行导频时隙(简称为UpPTS)和一个主保护间隔(简称为GP)。
图2是TD-SCDMA系统DwPTS的突发结构示意图，其中包含一个64 chip的下行同步码(简称为SYNC_DL)，其作用是小区标识和初始同步建立。
图3是TD-SCDMA系统时隙TS0～TS6的结构示意图，时隙长度为864chip，包含两段长为352chip的数据符号以及中间的一段长为144chip的midamble训练序列。该训练序列在TD-SCDMA系统中有重要意义，作用包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等。
图4是TD-SCDMA系统时隙内激活窗与midamble移位对应关系示意图，图中示出最大激活窗数为8时，各激活窗对应的midamble移位。如图4所示，各midamble移位是从基本midamble周期延展而成的长序列中截取得到的，基本midamble周期延展而成的长序列m的长度L由下式确定L＝Lm+(K-1)W式中，Lmmidamble的长度，在TD-SCDMA系统中固定为144；K本时隙内可用midamble的最大数目，即最大激活窗数；W描述无线信道冲激响应的窗长(单位为chip)，定义为128/K；以TS0时隙为倒，K＝8，W＝16，因此L＝256。则基本midamble经周期扩展后的长序列为m，其中第i个元素为mi，i＝1，2，…，L。
时隙中第k个窗对应的midamble移位m(k)的第i个元素由下式得到mi(k)=mi+(K-k)W,i=1,2,···,Lm,k=1,2,···,K]]>确定了各窗对应的midamble移位，经相位调制和对位合并，即得到最终发射信号中的训练序列。
图5是本发明校正方法激活窗检测时的128点的归一化信道冲激响应功率示意图，图中横坐标对应信道冲激响应各点，纵坐标为各点的归一化信道冲激响应功率值。在此实例中，采用本发明校正方法检测得到的激活窗列表为winlist＝[134]。
图6是本发明校正方法有效径搜索示意图，图中横坐标对应滑动相关函数corrI各滑动相关点，纵坐标对应各滑动相关点的功率值。在该实例中，获得的有效径信息数组multipath＝[59]。
图7是本发明校正方法的处理流程框图，包括以下步骤A、每间隔设定帧数Num确定一次有效同频干扰信号所使用的训练序列及其主径位置，其中包括A1、设定帧数Num为1024，每隔1024帧数据参照标准3GPP TS 25.223，根据已知信息确定本小区信号所使用的SYNC_DL码编号(简称为SYNC_ID)为SYNC_ID＝u(，u∈
)、midamble码编号(简称为mid_id)为mid_id＝I(I＝4u+i，i∈
)，并确定主径位置posI和同频干扰信号有效标志flag＝1。
A2、根据posI截取DwPTS开始的共128chip数据，使用本地训练序列码字生成器生成的基本SYNC DL与截取的DwPTS数据做移位复相关，计算相关功率值，并确定本小区信号的相关功率最大值Pmaxu及其余SYNC_ID的相关功率最大值，其中SYNC_ID＝n(n≠u，n∈
)的相关功率最大值记为Pmaxn。
其中用于做移位复相关的本地基本SYNC_DL的数目为32或由已知信息确定，但必需包含SYNC_ID＝u的本小区SYNC_DL。
优选地，对5帧的相关功率值作叠加。
A3、确定有效干扰信号的SYNC_ID比较Pmaxn与Pmaxu，若Pmaxn>Pmaxu/T1]]>(式中T1为设定门限，优选值为2)，则记录SYNC_ID＝n为有效干扰信号的SYNC_DL；反之，则SYNC_ID＝n对应的SYNC_DL为无效的干扰信号；如此反复，直至比较完步骤A2中作相关的所有SYNC_D后，获得满足条件的有效干扰信号SYNC_ID集合n，其中第j个元素为nj，j＝1，2，…，length(n)；判断集合n是否为空，是则flag＝0，进行步骤B；否则，执行步骤A4。
A4、确定各有效干扰信号的主径位置将SYNC_ID＝nj，的有效干扰信号的相关函数功率记为Pnj，其中第i个元素为Pinj，i＝1，2，…，64；令Pmaxnj在相应相关函数中的位置为maxp，判断是否存在满足条件Plnj>Pmaxnj/T2,l=1,2,···,maxp-2]]>(式中T2为设定门限，优选值为2)的，l？若存在，则将满足条件的最小l记为lmin，posl+lmin-33即为SYNC_ID＝nj的同频干扰信号DwPTS的主径位置posnj；若不存在，则posI+maxp-33即为主径位置posnj。
A5、根据posnj/截取SYNC_ID＝nj对应的TSO时隙的144chip长midamble数据，利用SYNC_ID＝nj对应的4组候选基本midamble(mid_id＝4nj+i，i∈
)计算信道冲激响应功率，最大功率值对应mid_id即为有效干扰信号的mid_id；遍历完集合n的所有SYNC_ID，获得对应的mid_id集合M，其中第j个元素记为Mj，j＝1，2，…，length(n)。
优选地，对5帧的信道冲激响应功率值作叠加。
B、以帧为单位对本小区信号进行midamble移位检测与重构，包括B1、根据posI截取本小区信号TS0时隙的144chip长midamble数据，使用mid_id＝I的本地基本midamble与接收数据的后128chip计算信道冲激响应hI，其中第i个元素记为hiI，i＝1，2，…，128。
接收的128chip的midamble信号 ，对应的128chip长的本地基本midamble码mbI，信道冲激响应hI由下式获得
hI=ifft(fft(r~I)fft(mbI))]]>B2、在本窗hI的前6点内寻找hI的功率最大值，记录其位置p和功率值PwrI=|hpI|2,]]>利用|hpI|对hI作归一化获得 判断是否|h~p+(win-1)*16I|2>|h~pI|2T3]]>(式中win的取值为2～8；T3为设定门限，优选值为4)，是则窗win激活，添加至激活激活窗列表winlist＝[winlist win]，winlist初值为[1]；否则判断为未激活，继续下一个win取值；如此反复，直至判断完win的所有取值后，执行下一步。
激活窗检测时的128点的归一化信道冲激响应示意图如图5所示，该实例中，激活窗检测得到的激活窗列表winlist＝[134]；B3、根据3GPP TS25.221中对midamble移位的规定，重构发送的midamble移位组合数据mI；激活窗与midamble移位的关系如图4所示，若基本midamble经周期扩展后的长序列为m，其中第i个元素为mi，i＝1，2，…，256，则第k个窗对应的midamble移位为m(k)，其中第i个元素记为mi(k)=mi+(8-k)16,i=1,2,···144,k=1,2,···,8;]]>令k＝winlist，最终重构结果为mI，其中第i个元素miI按下式获得miI=Σl|h~p+(l-1)*16I|mi(ki)ij,l=1,2,···,length(k),i=1,2,···,144]]>式中，j为虚数符号C、以帧为单位对本小区信号进行有效径搜索与合并，并与本地重构midamble生成同频干扰合并的基准信号，包括C1、根据posI，在midamble数据起点前ΔEchip处截取144+2*ΔE长的数据eI；ΔE为多径补偿量，预定取值为5，计算eI与mI的滑动相关corrI，滑动chip数11，步长1chip，corrI的第i个元素按下式获得corriI=Σn=1144ei+nI·(mnI)*,i=0,1,···,10]]>C2、计数器Ct1置零，有效径信息数组multipath清空
C3、判断是否|corrCt1I|2>|corrΔEI|2T4]]>(T4为设定门限，优选值为4)，如是，表明i＝Ct1处存在有效径，添加至有效径信息数组，multipath＝[multipath Ct1]；否，继续执行下一步；C4、Ct1加1，判断是否Ct1＞10，是则继续执行下一步；否则返回执行步骤C3；有效径搜索示意图如图6所示，图中对应滑动相关函数corrI各点的功率值。在该实例中，获得的有效径信息数组multipath＝[59]；C5、步骤C4获得的有效径信息数组multipath的第i个元素为mulitipathi，i＝1，2…，length(multipath)；初始化多径合并信号rI，其中第i个元素riI=0,i=1,2...,144;]]>计数器Ct2＝1；参考信号r，其中第i个元素ri=eΔE+iI,i=1,2...,144;]]>C6、l＝multipathCt2，等增益合并有效径信息，合并方式如下式rI=rI+corrΔE·I(corrlI)*|corrΔE·I(corrlI)*·r]]>C7、Ct2加1，判断是否Ct2＞length(multipath)，是则继续执行下一步；否则返回执行步骤C6C8、获得同频干扰合并的基准信号yU＝rI·(mI)*，其中第i个元素为yiI，i＝1，2，…，144。
D、以帧为单位计算有效同频干扰的相关信号，与基准信号进行合并，生成最终的同频合并相关信号，包括D1、整理有效同频干扰信号信息，包括SYNC ID集合n，mid_id集合M及相应的位置信息posM1，posM2，…；D2、初始化同频合并相关信号y，其中第i个元素记为yi＝yiI，i＝1，2，…，144；判断是否flag＝1，是则计数器Ct3＝1，继续执行下一步；否则跳转步骤E；D3、根据posMCt3截取SYNC ID＝nCt3，mid_id＝MCt3的同频信号相应的midamble数据，估计信道冲激响应，搜索信道冲激响应功率最大值PwrMCt3；判断是否PwrMCt3>PwrI/T5]]>(T5为设定门限，优选值为2)，是则说明当前帧该同频干扰有效，继续执行下一步；否则跳转执行步骤D7；D4、使用步骤B的相同方法，重构mid_id＝MCt3信号的midamble移位重构组合mMCt3；D5、使用步骤C的相同方法，经过有效径搜索与合并，生成同频干扰相关信号yMCt3D6、等增益合并于同频合并相关信号y，合并方式如下式所示y=y+mean(yI·(yMCt3)*)|mean(yI·(yMCt3)*)|yMCt3]]>式中，mean()意为求均值；mean(yI·(yMCt3)*)|mean(yI·(yMCt3)*)|]]>的实质是估计yMCt3与基准信号yI间的相位差常量；D7、Ct3加1；判断是否Ct3＞length(n)，是则继续执行步骤E；否则跳转执行步骤D3。
E、以帧为单位采用极大似然的次优算法进行频偏估计，包括频偏估计公式F^≅1Tπ(N/2+1)argR(n),]]>R(n)=Δ1N-nΣi=n+1Nyiyi-n*,]]>1≤n≤72式中N＝144，yi，i＝1，2，…，144即为步骤D获得的同频合并相关信号y的第i个元素。
F、求设定帧数的频偏估值的均值，包括设定帧数为fn＝25，重复执行步骤B、C、D、E直至使用fn帧数据，获得频偏估值集合 其中第i个元素为 i＝1，2，…，fn；最终的频偏估计均值由下式获得
F^mean=1fnΣi=1fnF^i]]>G、以设定帧数fn为时间间隔，利用频偏估计均值进行本振调整，包括以设定帧数fn为时间间隔，利用 进行本振调整，fn设定为25。
附图8是本发明频率精细校正装置的结构示意图，该装置包括1、下变频器主要用于将射频信号转换为基带数字信号；2、数据提取器用于根据输入位置和所需信号类型提取所需的数据；3、基本训练序列码字生成器用于产生基本训练序列SYNC_DL和midamble；4、有效干扰信号特征提取器用于确定干扰信号是否有效，并提取有效干扰信号的SYNC_ID、mid_id及主径位置；5、帧计数器用于已使用数据量的计数，并控制所述有效干扰信号特征提取器每设定帧数进行一次处理；6、信息分选器用于分选所述有效干扰信号特征提取器的输出信息；7、Midamble移位组合的检测与重构器用于根据所述基本训练序列码字生成器的输入，搜索所述数据提取器输入的训练序列数据的midamble移位组合，并予以重构；8、有效径搜索与合并器用于计算所述Midamble移位组合的检测与重构器输出与接收数据移位相关，并进行有效径搜索与合并，生成用于频偏估计的相关信号；9、同频信号合并器用于去除所述有效径搜索与合并器输出的同频干扰相关信号与基准信号间的相位差，并进行同频相关信号合并；10、频偏估计器用于计算所述同频信号合并器输出数据的频率估值；11、多帧频偏估值均值计算器用于存储设定帧数的所述频偏估计器输出，并计算均值；12、压控振荡器(简称为VCO)，用于根据所述多帧频偏估值均值计算器的输出进行本振调整。
其中序号为1、2、3、4、5、6、10、11、12的器件为使用已有技术的器件，序号为7、8、9的器件为本发明频率精细校正装置新增加的器件。
由附图8可知，首先经过有效干扰信号特征提取器，提取出有效干扰信号的相关信息；其次，将本小区信号和有效干扰信号分别依次输入midamble移位组合的检测与重构器、有效径搜索与合并器，获得基准信号和同频干扰相关信号；再次，同频信号合并器将上述基准信号与同频干扰相关信号进行合并，送入频偏估计器获得当前帧的频率估值；最后，多帧频偏估值均值计算器计算设定帧的频率估计均值后，指示压控振荡器进行本振调整。
通过以上对本发明校正方法及装置的简述可以看出，本发明频率校正方法及装置通过对接收的midamble数据的移位检测与重构，尽可能完整、准确地反映出本小区信号与有效同频干扰信号的全部信息；通过有效径的搜索与合并，尽可能多地利用多径信息；通过本小区信号与有效同频干扰信号间的合并，提高信噪比，增强了频率精细校正的性能。
仿真测试结果仿真条件假设UE同时接收到3个基站的同频信号，其中本小区信号的TS0与DwPTS的功率相对于其它两基站信号的TS0与DwPTS的功率比在0～2dB内均匀分布；各基站信号TS0的激活窗数在集合[2，3，…，8]内随机产生，且窗1必定激活，各激活窗功率分配原则为窗1与其它激活窗的相对功率比在0～5dB内均匀分布，窗1以外的激活窗功率相当；3个基站的载波频率与标称频率的误差在-100～100Hz内均匀分布；UE接收到的同频干扰信号相对于本小区信号时延在0～4chip内均匀分布，时延分辨率1/16chip；UE初始频偏在-2～2kHz内均匀分布。
本发明方法首先使用10帧数据提取同频干扰信号相关信息，再利用25帧数据进行频率精细校正；现有技术方法直接使用25帧数据进行频率精细校正。
信道条件3GPP TS25.102规定的Casel信道。
仿真结果附图9是现有技术方法与本发明频率精细校正方法的性能对比曲线图，图中横坐标为信噪比，纵坐标为经频率精细校正后的剩余绝对频偏落在200Hz内的概率。由图9可以看出，当UE同时接收到3个同频基站的信号，基站信号功率相差不大，各基站信号TS0存在多用户占用且功率相差不多时，经过本发明的频率精细校正，能够在信道环境的工作点处将UE与本小区基站间的绝对频偏以较大的概率控制在0.1ppm(约200Hz)以内，明显优于现有方法。
本发明方法及装置特别适用于在用户终端接收的基站信号TS0中存在多个激活用户且功率相差不大的情况。另外，本发明方法及装置还特别适用于用户终端接收的多个基站信号强度接近的情况，即移动终端位于多个小区交界处的情况。一般的，基站信号TS0中多个激活用户功率越接近，多个基站信号强度相差越小，本发明相对现有技术校正方法而言，越能提高频率精细校正的性能。
本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明方法所举的以上实施例仅用于说明本发明方法，而并不用于限制本发明方法。虽然通过实施例有效描述了本发明，本领域普通技术人员知道，本发明存在许多变化而不脱离本发明的精神，如对于不同的系统以及系统对性能和实现复杂度的要求，采用不同的设定值(Num、T1、T2、T3、ΔE、T4、T5、fn等)。在不背离本发明方法的精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明方法做出各种相应的改变或变形，但这些相应的改变或变形均属于本发明方法的权利要求保护范围。
权利要求
1.一种频率精细校正方法，采用极大似然的次优算法进行频偏估计，利用频偏估计均值进行本振调整，其特征在于每间隔设定帧数Num确定一次有效同频干扰信号所使用的训练序列及其主径位置，以帧为单位对本小区信号进行midamble的移位检测与重构，对有效径进行搜索与合并，并与本地重构的midamble生成同频干扰合并的基准信号，计算有效同频干扰的相关信号，并与基准信号进行合并，生成最终的同频合并相关信号，求设定帧数fn的频偏估值的均值，以设定帧数fn为时间间隔，利用频偏估计均值进行本振调整。
2.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于设定帧数Num为1024帧，设定帧数fn为20～30帧。
3.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于在确定有效干扰信号所使用的训练序列及其主径位置时，计算相关功率和计算信道冲激响应功率均可采用3～5帧数据的相关功率值或冲激响应功率值作叠加。
4.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于在midamble的移位检测时，在本窗信道冲激响应hI的前6点内寻找功率最大值，记录位置p和功率值PwrI=|hpI|2,]]>利用|hpI|对hI作归一化处理获得 判断是否|h~p+(win-1)*16I|2>|h~pI|2T3]]>(式中win的取值为2～8；T3为设定门限，优选值为4)，是则win激活，否则win未激活，继续下一个win取值，如此反复，直至判断完win的所有取值。
5.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于在重构发送的midamble移位组合数据mI时，基本midamble周期延展而成的长序列m的长度L由下式确定L=Lm+(K-1)W式中，Lmmidamble的长度，在TD-SCDMA系统中固定为144，K本时隙内可用midamble的最大数目，即最大用户数(或最大激活窗数)，W描述无线信道冲激响应的窗长(单位为chip)，定义为128/K；对于TS0时隙，K＝8，W＝16，因此L＝256，则基本midamble经周期扩展后的长序列为m，其中第i个元素为mi，i＝1，2，…，L；时隙中第k个窗对应的midamble移位m(k)的第i个元素由下式得到mi(k)=mi+(K-k)W,i=1,2,···,Lm,k=1,2,···,K]]>最终重构结果为mI，其中第i个元素miI按下式获得miI=Σl|h~p+(l-1)*16I|mi(kl)ij,l=1,2,···,length(k),i=1,2,···,144]]>(式中，j为虚数符号)。
6.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于在有效径搜索时，在midamble数据起点前ΔEchip处截取144+2*ΔE长的数据eI(ΔE为多径补偿量，设定取值为5)，计算eI与mI的滑动相关corrI，滑动chip数11，步长1 chip，corrI的第i个元素按下式获得corriI=Σn=1144ei+nI·(mnI)*,i=0,1,···,10]]>判断是否|corrCt1I|2>|corrΔEI|2T4]]>(T4为设定门限，优选值为4)，是则表明i＝Ct1处存在有效径，否则继续搜索，直至搜索完CorrI的所有元素。
7.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于有效径的合并方式为rI=rI+cprrΔEI·(corrlI)*|corrΔEI·(corrlI)*|·r]]>式中rI为多径合并信号，初始时其第i个元素riI=0,i=1,2,···,144,]]>r为参考信号，其中第i个元素ri=eΔE+iI,i=1,2,···,144;]]>l依次取有效径信息数组muitipath的各元素，multipath的第i个元素为mulitipathi，i＝1，2…，length(multipath)；同频干扰合并的基准信号yl＝rl·(ml)*，其中第i个元素为yiI，i＝1，2，…，144。
8.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于采用信道冲激响应功率最大值PwrMct3和PwrI比较并设置门限方式判断同频干扰信号在当前帧的有效性，即判断是否PwrMCt3>PwrI/T5]]>(T5为设定门限，优选值为2)，是则说明当前帧该同频干扰有效，否则继续搜索其余有效同频干扰对应的信道冲激响应功率最大值并进行比较，直至搜索完所有可能的有效同频干扰。
9.根据权利要求1所述校正方法，其特征在于同频合并相关信号y由下式获得y=y+mean(yI·(yMCt3)*)|mean(yI·(yMCt3)*)|yMCt3]]>式中yMCt3为mid_id＝MCt3的同频干扰相关信号，yI为基准信号，y初始时其第i个元素为yi=yiI,i=1,2,···,144.]]>
10.一种频率精细校正装置包括下变频器、数据提取器、基本训练系列码字生成器、有效干扰信号特征提取器、帧计数器、信息分选器、频偏估计器、多帧频偏估值均值计算器和压控振荡器(简称为VCO)，其特征在于还包括用于进行训练序列数据midamble的移位检测并重构的Midamble移位组合检测与重构器、用于进行有效径搜索与合并且生成用于频偏估计相关信号的有效径搜索与合并器和用于去除同频干扰相关信号与基准信号间的相位差并进行同频相关信号合并的同频信号合并器。
全文摘要
本发明方法提出一种在同频干扰极为严重，信道环境极其恶劣的情况下，实现频率精细校正的方法及装置。本发明方法的基本思路是利用接收混叠信号中的本小区信号、邻小区同频干扰信号及它们的多径信息，尽可能地将一切能够用于频偏估计的信息有机的结合起来并有效利用，以克服现有技术的不足，提高频率精细校正的性能。
文档编号H04B7/005GK101026408SQ200710078130
公开日2007年8月29日 申请日期2007年1月19日 优先权日2007年1月19日
发明者谭舒, 申敏, 沈静, 王茜竹, 郑建宏 申请人:重庆重邮信科股份有限公司