专利名称：一种接收机和接收方法
技术领域：
本发明涉及多天线直接序列扩频通信技术领域，尤其涉及信号接收机和接收方法。
背景技术：
图1为直接序列扩频码分多址多输入多输出DS-CDMA-MIMO系统中发射机的结构示意图。如图1所示，DS-CDMA-MIMO系统中发射机包括编码调制单元、扩频单元、加扰单元和天线，不同小区信号分别经过编码调制单元的编码调制后，再经过扩频单元和加扰单元的扩频和加扰处理，送至天线发射出去。
DS-CDMA-MIMO系统中与这种发射机对应的有3种接收机。
图2为2类接收机结构示意图。如图2所示，2类接收机包括天线、2类均衡器、解扰单元、解扩单元和解调解码单元，不同天线接收下来的信号首先通过2类均衡器进行均衡，该均衡器G2＝HH·(H·HT+σ2I)-1，均衡后的信号顺序经过解扰单元、解扩单元和解调解码单元的处理。2类接收机不考虑小区间的干扰。
图3为2i类接收机结构示意图。如图3所示，2i类接收机包括天线、2i类均衡器、解扰单元、解扩单元和解调解码单元，不同天线接收下来的信号首先通过2i类均衡器进行均衡，该均衡器G2i=HH·(H·HT+ΣJ=1N1HIJ·HIJT+σ2I)-1,]]>均衡后的信号顺序经过解扰单元、解扩单元和解调解码单元的处理。2I类接收机考虑小区间干扰的消除。
图4为2iw类接收机结构示意图。如图4所示，2iw类接收机包括天线、2iw类均衡器和解调解码单元，不同天线接收下来的信号首先通过2iw类均衡器进行均衡处理，该均衡器G2iw＝[H·C(m)]H·{[H·C(m)]·[H·C(m)]T+σ2I}-1，均衡后的信号顺序经过解调解码单元的处理。
2iw类接收机将发射端的扩频和加扰操作C与实际的多径信道H合起来考虑为等效的信道Heq，这样均衡器需要在均衡多径影响的同时完成解扰和解扩的操作。其系统模型如下r(m)＝H·C(m)·X(m)+n，其中 是发射符号以及对其有拖尾干扰的已发射符号，H=H11H12H21H22]]>是期望小区信道矩阵， 是第j根发天线到第i根收天线之间多径信道的表示，其中hNs·(L′+1)i，j是信道抽头延时线模型的过采样表示；C(m)包括了扩频码和扰码的信息，C(m)=C11(m)C12(m)C21(m)C22(m),]]>
在此种系统模型下的线性MMSE均衡器的表达形式是G=argminG(|Gr-X|2)]]>G＝Rxr·Rrr-1＝[H·C(m)]H·{[H·C(m)]·[H·C(m)]T+σ2I)}-12iw类接收机由于不考虑小区间干扰的统计特性，均衡器表达式中没有包括干扰信号特征部分。2iw类接收机的均衡器的操作将均衡和解扰、解扩操作结合在一起，均衡结果直接用于解调和解码。
对以上提到的三种接收机在同一环境下进行性能比较，其误码率性能曲线如图5所示。从仿真结果中可以看出2i类接收机性能优于2类接收机，但是增益有限。2iw类接收机由于没有考虑干扰的统计特性，在曲线斜率上可以看出在信噪比SNR逐渐上升时误码率曲线有上飘的问题。
发明内客本发明提出一种接收机和接收方法，用于DS-CDMA-MIMO系统中，能够消除小区间干扰的空间相关性。
为此，本发明采取以下技术方案一种接收机，适用于DS-CDMA-MIMO系统，包括天线、均衡器和解调解码单元，还包括空间白化滤波器，所述空间白化滤波器用于将所述天线接收的信号进行滤波后发送给所述均衡器。
所述均衡器为2iw类均衡器。
所述空间白化滤波器F满足以下公式F·FH＝R-1，其中R是干扰和噪声的空间相关矩阵，F表示空间白化滤波器，FH表示矩阵F的共轭转置。
当多径干扰信道中每两径之间距离不小于码片长度时，所述干扰和噪声的空间相关矩阵满足以下公式R=E(n·nH)=Σj=1NpHIj·HIjH+σ2I,]]>其中n表示干扰信号和加性噪声，HIj表示干扰信号第j径的信道转移矩阵，Np表示干扰信号的可分辨径数，σ2表示加性噪声功率。
当多径干扰信道中有两径之间距离大于最小采样间隔且小于码片长度时，所述R表达式中的HIj·HIjH+HI(j+1)·HI(j+1)H部分转换成Rj,j+1=kNs·HIj·HIjH+kNs·HI(j+1)·HI(j+1)H+Ns-kNs·(HIj+HI(j+1))·(HIj+HI(j+1))H,]]>其中Ns为系统过采样率，k为两径之间间距的采样点个数，1≤k＜Ns。
一种接收方法，适用于DS-CDMA-MIMO系统，包括以下步骤A、天线接收信号，发送给空间白化滤波器；B、所述空间白化滤波器对接收的信号进行滤波，并发给均衡器；C、所述均衡器对接收的信号进行均衡和解扰、解扩，发送给解调解码单元；D、所述解调解码单元对收到的信号进行解码解调。
所述空间白化滤波器满足以下公式
F·FH＝R-1，其中R是干扰和噪声的空间相关矩阵，F表示空间白化滤波器，FH表示矩阵F的共轭转置。
当多径干扰信道中每两径之间距离不小于码片长度时，所述干扰和噪声的空间相关矩阵满足以下公式R=E(n·nH)=Σj=1NpHIj·HIjH+σ2I,]]>其中n表示干扰信号和加性噪声，HIj表示干扰信号第j径的信道转移矩阵，Np表示干扰信号的可分辨径数，σ2表示加性噪声功率；当多径干扰信道中有两径之间距离大于最小采样间隔且小于码片长度时，所述R表达式中的HIj·HIjH+HI(j+1)·HI(j+1)H部分转换成Rj,j+1=kNs·HIj·HIjH+kNs·HI(j+1)·HI(j+1)H+Ns-kNs·(HIj+HI(j+1))·(HIj+HI(j+1))H,]]>其中Ns为系统过采样率，k为两径之间间距的采样点个数，1≤k＜Ns。
采用了本发明的技术方案，当SNR逐渐上升时，误码率下降的速度与没有增加空间白化滤波器的2iw类接收机的误码率下降速度相比要快，而且相比于2iw类接收机本身需要的复杂度，空间白化滤波器的计算和使用几乎不会造成接收机复杂度的上升。
图1是DS-CDMA-MIMO系统中发射机的结构示意图；图2是2类接收机结构示意图；图3是2i类接收机结构示意图；图4是2iw类接收机结构示意图；图5是2类、2i类和2iw类接收机误码率性能比较示意图；图6是本具体实施方式
中接收机的结构示意图；图7是在PB非相关信道条件下几种接收机误码率性能比较示意图；图8是在PB相关信道条件下几种接收机误码率性能比较示意图；
图9是在PA非相关信道条件下几种接收机误码率性能比较示意图。
具体实施例方式
以下结合附图，并通过具体实施方式
对本发明的技术方案进一步说明。
图6为本具体实施方式
中接收机的结构示意图。如图6所示，该接收机包括天线、空间白化滤波器、2iw类均衡器和解调解码单元。不同天线的信号首先通过空间白化滤波器进行滤波，再通过2iw类均衡器和解调解码单元的处理。
在DS-CDMA-MIMO系统中，信道可以认为是单径平坦的。此时的系统模型可以描述为y=Hx+n其中n包括了白噪声和同信道干扰，E(n·nH)＝R。
此时可以将接收信号y先经过一空间白化滤波器F(F·FH＝R-1)，y~=F·y,]]>之后再对 进行天线检测及之后的操作。
当干扰信号具有时间相关性时，n=HIxI+w，其中HI是干扰信号经历的信道，w是加性高斯白噪声。
当多径干扰信道中每两径之间距离不小于码片长度时，每两径干扰信道之间不具有相关性R=E(n·nH)=Σj=1NpHIj·HIjH+σ2I]]>当多径信道中有两径之间距离大于最小采样间隔但是小于码片长度时，空间相关矩阵的形式有所区别。假设系统过采样率为Ns，而两径(第j和第j+1径)的间距为k个采样点，1≤k＜Ns，此时这两径信道表现出的空间相关矩阵为
Rj,j+1=kNs·HIj·HIjH+kNs·HI(j+1)·HI(j+1)H+Ns-kNs·(HIj+HI(j+1))·(HIj+HI(j+1))H]]>此时需使用上式代替原R表达式中的HIj·HIjH+HI(j+1)·HI(j+1)H部分。
同样的，空间白化滤波器F，F·FH＝R-1。
下面用仿真结果对本具体实施方式
中接收与其他接收机的比较进行说明。
在下列条件下，2×2天线配置，16QAM调制，Turbol/2编码，扩频因子16，干扰信号时偏为0，干扰小区与目标小区信号使用同样的扩频码。仿真中，空间白化滤波器之后使用2iw类接收机。
当使用25.996PB信道、天线相关性为0时，仿真结果如图7所示。
当使用25.996PB相关信道时，仿真结果如图8所示。
当使用25.996PA信道、天线相关性为0时，仿真结果如图9所示。
从仿真结果可以看出，当SNR逐渐上升时，误码率下降的速度与没有增加空间白化滤波器的其他接收机的误码率下降速度相比要快。
下面对使用空间白化滤波器的复杂度和2iw类接收机的复杂度进行分析。
前提是一个时隙总码片数为2560，扩频长度F，符号数为 假设应用于中低速用户，近似认为一个时隙内信道不发生变化。信道径数为Np，最大多径时延L个抽样点， 2iw类接收机使用的均衡器G＝[H·C(m)]H·{[H·C(m)]·[H·C(m)]H+σ2I}-1＝{[H·C(m)]H·[H·C(m)]+σ2I}-1·[H·C(m)]H使用第二个表达式，矩阵求逆的维度小一些。H·C(m)的获得需要Nt·Nr·Np·Ns·(F+L′)次复乘，G的获得需要2Ls2·FNs·Nt·Nr和一次(Ls·Nt)·(Ls·Nt)的矩阵求逆，G·r需要F2·Ns·Nt·Nr次复乘。以上的操作需要每个符号进行一次，一个时隙合计需要2560/F 次(Ls·Nt)·(Ls·Nt)的矩阵求逆和2560FNt·NrNs[Np·(F+L')+2Ls2·F+F2]]]>次复乘。
空间白化滤波器的计算需要NpNrNt2次复乘和一次Nr·Nr的矩阵求逆和矩阵开方，滤波器的使用需要2560·Nr2Ns次复乘。
对上述表达式中的数值进行以下假设F＝16，L′＝15，Ns＝4，Ls＝3，NI＝1，Nr＝2，Nt＝2，Np＝6(25.996PB)。将使用了空间白化滤波器的2iw类接收机的复杂度分解为两部分，均衡器本身需要的复杂度和白化滤波器的计算和使用需要的复杂度。这两部分的数值比较如表1所示。
表1 接收机在一个时隙的复杂度分析
从上表中可以看出，相比于2iw接收机本身需要的复杂度，空间白化滤波器的计算和使用几乎不会造成接收机复杂度的上升。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式
，但本发明的保护范围并不局限于此，本领域的技术人员在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的定义为准。
权利要求
1.一种接收机，适用于直接序列扩频码分多址多输入多输出DS-CDMA-MIMO系统，包括天线、均衡器和解调解码单元，其特征在于，还包括空间白化滤波器，所述空间白化滤波器用于将所述天线接收的信号进行滤波后发送给所述均衡器。
2.根据权利要求1所述的一种接收机，其特征在于，所述均衡器为2iw类均衡器。
3.根据权利要求1所述的一种接收机，其特征在于，所述空间白化滤波器F满足以下公式F·FH＝R-1，其中R是干扰和噪声的空间相关矩阵，F表示空间白化滤波器，FH表示矩阵F的共轭转置。
4.根据权利要求3所述的一种接收机，其特征在于，当多径干扰信道中每两径之间距离不小于码片长度时，所述干扰和噪声的空间相关矩阵满足以下公式R=E(n·nH)=Σj=1NpHIj·HIjH+σ2I,]]>其中n表示干扰信号和加性噪声，HIj表示干扰信号第j径的信道转移矩阵，Np表示干扰信号的可分辨径数，σ2表示加性噪声功率。
5.根据权利要求4所述的一种接收机，其特征在于，当多径干扰信道中有两径之间距离大于最小采样间隔且小于码片长度时，所述R表达式中的HIj·HIjH+HI(j+1)·HI(j+1)H部分转换成Rj,j+1=kNs·HIj·HIjH+kNs·HI(j+1)·HI(j+1)H+Ns-kNs·(HIj+HI(j+1))·(HIj+HI(j+1))H,]]>其中Ns为系统过采样率，k为两径之间间距的采样点个数，1≤k＜Ns。
6.一种接收方法，适用于直接序列扩频码分多址多输入多输出DS-CDMA-MIMO系统，其特征在于，包括以下步骤A、天线接收信号，发送给空间白化滤波器；B、所述空间白化滤波器对接收的信号进行滤波，并发给均衡器；C、所述均衡器对接收的信号进行均衡和解扰、解扩，发送给解调解码单元；D、所述解调解码单元对收到的信号进行解码解调。
7.根据权利要求6所述的一种接收方法，其特征在于，所述空间白化滤波器满足以下公式F·FH＝R-1，其中R是干扰和噪声的空间相关矩阵，F表示空间白化滤波器，FH表示矩阵F的共轭转置。
8.根据权利要求7所述的一种接收方法，其特征在于，当多径干扰信道中每两径之间距离不小于码片长度时，所述干扰和噪声的空间相关矩阵满足以下公式R=E(n·nH)=Σj=1NpHIj·HIjH+σ2I,]]>其中n表示干扰信号和加性噪声，HIj表示干扰信号第j径的信道转移矩阵，Np表示干扰信号的可分辨径数，σ2表示加性噪声功率；当多径干扰信道中有两径之间距离大于最小采样间隔且小于码片长度时，所述R表达式中的HIj·HIjH+HI(j+1)·HI(j+1)H部分转换成Rj,j+1=kNs·HIj·HIjH+kNs·HI(j+1)·HI(j+1)H+Ns-kNs·(HIj+HI(j+1))·(HIj+HI(j+1))H,]]>其中Ns为系统过采样率，k为两径之间间距的采样点个数，1≤＜Ns。
全文摘要
本发明公开了一种接收机和接收方法，适用于DS－CDMA－MIMO系统，包括天线、均衡器和解调解码单元，还包括空间白化滤波器，空间白化滤波器用于将所述天线接收的信号进行处理后发送给均衡器。采用了本发明的技术方案，当SNR逐渐上升时，误码率下降的速度与没有增加空间白化滤波器的2iw类接收机的误码率下降速度相比要快，而且相比于2iw类接收机本身需要的复杂度，空间白化滤波器的计算和使用几乎不会造成接收机复杂度的上升。
文档编号H04B1/16GK101018074SQ20071008038
公开日2007年8月15日 申请日期2007年3月8日 优先权日2007年3月8日
发明者肖琨, 龙航, 赵慧, 王文博 申请人:中兴通讯股份有限公司