频谱参数的获取方法及装置和网络设置方法

专利名称：频谱参数的获取方法及装置和网络设置方法
技术领域：
本发明实施例涉及无线技术领域，尤其涉及一种频谱参数的获取方法及装置和网络设置方法。
背景技术：
无线通信系统中，为了区分多用户的接入，使用了多种多址接入方式，
通常的有时分多址(Time Division Multiple Access ， TDMA)、频分多址(Frequency Division Multiplexing , FDM)、码分多址(Code DivisionMultiple Access ， CDMA)、混合等方式，所谓混合就是同时使用时分、频分和码分两种(含两种)以上的多址区分方式，比如在时频两个维度上区分多用户信号。多址方式的设计大多是以无线环境、频谱利用率等为出发点的，现有的多址方式的收发信机进行信号的收发的效率均不高。
在接收机中配合使用直接带通采样技术，将特别利于使收发信机实现多载波的结构，大大降低系统成本；由于直接带通采样的通常就是中频信号，所以直接带通采样一般就是直接中频釆样，使用直接中频采样时，现有技术下，模数转换器(Analogue to Digital Converter, ADC)的采样率(f s )的设计首先要考虑到如下两点
(1) 基带信号1倍速速率。fs —般取为基带信号1倍速速率的整数倍，基带信号1倍速速率是一个由协议规定的值，也是系统的定时单位，比如WCDMA单载波信号的l倍速速率为3. 84每秒百万样点数(mega samples persecond, Msps )，所以f s可以取为61. 44Msps;
(2) fs不小于所处理的多载波信号带宽的两倍，这是fs的最低要求，如果是单载波信号，多载波信号带宽退化为单载波信号带宽；如果是多载波信号，多载波信号带宽指的是所有载波信号占有带宽跨度。
但是，目前不论是频分多址还是正交频分多址(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing ， OFDM)，也不论信号带内的频谱是密集配置，还是稀疏配置，由于频i普没有经过刻意的设计，正负频谱不能无混叠地交插，在接收机中最低采样频率fs就不能低于2倍多载波信号带宽，这样增加了接收机对ADC器件的要求，增加了系统的复杂度和功耗。

发明内容
本发明实施例提供一种频谱参数的获取方法及装置和网络设置方法，以降低采样频率，突破了 fs必须大于多载波信号带宽两倍的限制，只要大于多载波信号带宽1倍即可，从而降低对器件的要求、系统的复杂度及功耗；同时，以实现使用上述频镨参数来进行网络设置，使其有利于多载波接收机的实现，以降低系统成本。
本发明实施例提供了一种频谱参数的获取方法，该方法具体包括
获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各载波带宽，所述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；
获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限；
根据所述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。
通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，由于多用户的信号谱间有一定的间隔，可以减少相互干扰。
本发明实施例提供了 一种频谱参数的获取装置，该装置具体包括
第一获取模块，用于获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各载波带宽，所述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；第二获取模块，用于获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限；
计算模块，用于根据第一获取模块与第二获取模块获取的所述各载 波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中 频频率上下限，获取中频信号中心频率。
通过上述装置，较好地降低了采样时钟的采样频率，从而降低了对器件 的要求，降低了系统的复杂度及功耗，同时，可以减少多用户之间的干扰。
本发明实施例提供了一种网络设置方法，该方法具体包括 设置网络中的发射机，使该发射机发射的各相邻载波中心频率间隔相 等或近似相等；
根据发射机发射的各个小区载波的射频频率、相邻载波中心频率间 隔、各载波带宽和采样机的采样频率、可用中频频率上下限，获取中频信 号中心频率；
根据中频信号中心频率及发射机的混频级数，获取并设置接收机的各 级本振频率。
通过上述方法，获得了较好的频i普参数，有利于多载波接收机的实现， 降低了系统的复杂度、功耗和成本，有利于系统的升级改造。
下面通过附图和实施例，对本发明实施例的技术方案做进一步的详细描述。


图1为本发明频谱参数获取方法实施例的流程图2为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一的模拟中频信号的频谱示意图3为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一 的数字中频信号的频语示意图4为本发明形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例 一 的模拟中频信号的频谦示意图5为本发明形成第二类频镨交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一的数字中频信号的频谱示意图6为本发明形成第三类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一 的模拟中频信号的频谱示意图7为本发明形成第三类频语交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一 的数字中频信号的频语示意图8为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一 的模拟中频信号的频i普示意图9为本发明形成第四类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例 一 的数字中频信号的频谱示意图IO为本发明形成第一类频语交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的模拟中频信号的频谱示意图11为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的数字中频信号的频谱示意图12为本发明形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的模拟中频信号的频谱示意图13为本发明形成第二类频语交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的数字中频信号的频谱示意图14为本发明形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的模拟中频信号的频谱示意图15为本发明形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的数字中频信号的频谱示意图16为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱 实施例二的模拟中频信号的频谱示意图17为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的数字中频信号的频谱示意图18为本发明频谱参数获取装置实施例的结构示意图； 图19为本发明网络i殳置方法实施例的流程图。
具体实施例方式
如图1所示，为本发明频i普参数获取方法实施例的流程图，该方法具体 包括
步骤101、获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各 载波带宽，上述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；
对于多载波，可以通过如下两点来进一步压缩在一定的多载波带宽的情 况下所需要的fs，或者等效地说，在一定的ADC器件的fs的限制下提高系 统所能处理的多载波带宽
(1)合理分配各个相邻载波中心频率间隔；
(2 )仔细设计好fs与各个载波中心频点之间的关系；
从而突破fs必须大于多载波信号带宽两倍的限制；
获取小区各载波的射频频率fsc—RF(l)，……，fsc-RF(N),其中，N 为小区的载波数，且载波的频率随N的增大而增大，相邻载波中心频率间 隔Afsc相等或近似相等，可以由扫频仪等检测仪器获取上述数据，也可 以由网规数据库导出上述数据；
另外，相邻载波中心频率间隔近似相等可以理解为(相邻载波中心 频率相对间隔最大值/相邻载波中心频率相对间隔最小值-1)^(0. 5-2/相 邻载波中心频率相对间隔最小值)，相邻载波中心频率相对间隔定义为相 邻载波中心频率间隔/Bsc。比如，有一个小区的载频频率如下 fsc—RF(l) =1930. OMHz ， fsc—RF (2) =1930. 8MHz ， fsc—RF(3)=1931. 8MHz , fsc-RF(4)=1932. 6MHz， Bsc-O. 2MHz;则相邻载波中心频率相对间隔最大值= (fsc一RF(3) -fsc一RF(2) ) /Bsc= 1 . OMHz/0. 2MHz=5,相邻载波中心频率
9相对间隔最小值=(fsc隱RF(2) - fsc陽RF(l))/Bsc = 0. 8MHz/0. 2MHz=4，所 以，(相邻载波中心频率相对间隔最大值/相邻载波中心频率相对间隔最小 值-1) =5/4-1=1/4 , (0. 5-2/相邻载波中心频率相对间隔最小 值)/(N-3)-(0. 5-2/4) =0，不满足相邻载波中心频率间隔近似相等的要求。 又比如，有 一 个小区的载频频率如下fsc_RF(l)=1930. OMHz ， fsc陽RF(2) =1931.2MHz , f sc—RF(3) =1932. 6MHz ， f sc—RF(4) =1932. 6MHz ， Bsc=0.2MHz;则相邻载波中心频率相对间隔最大值=(fsc_RF(3)_ fsc一RF(2) ) /Bsc= 1 . 4MHz/0. 2MHz=7，相邻载波中心频率相对间隔最小 值=(fsc-RF(2) - fsc —RF(1))/Bsc = 1. 2MHz/0. 2MHz=6,所以，(相邻载波 中心频率相对间隔最大值/相邻载波中心频率相对间隔最小值 -1) =7/6-1=1/6 ， (0. 5-2/相邻载波中心频率相对间隔最小 值)/(N-3)-(0. 5-2/6)=l/6，正好临界性地满足近似相等的要求，所以这 个小区各相邻载波中心频率间隔被认为是近似相等的；
步骤102、获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限； 接收机的采样频率为fs,可用中频频率上限为fIF_MAX，可用中频频 率下限为fIF-MIN，这里的中频频率指的是被ADC所采样的中频信号的中 心频率；
步骤103、根据上述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各 载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。 根据相关参数，利用公式组 k*fs=fIF+q*Afsc/2，
fs > fsc隱RF(N)-fsc—RF(l)+2*Bsc +Afsc/2， fIF—MAX> fIF> fIF一MIN
计算出中频信号中心频率，具体地说是被ADC所采样的中频信号的中 心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值 为l或-l， fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频
10率间隔，fIF为中频信号中心频率。
上述公式是基于相邻载波中心频率间隔相等的情况的，对于相邻载波 中心频率间隔近似相等的情况，完全可以参照相等的情况来进行设计，不
再赘述。
另外，从fsc — RF(N)、 fsc —RF(l)、 Bsc这三个参数可以派生出多载波 信号带宽B这个参数B=fsc-RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc, B的意义是多载波 占有的频率跨度，即fsc-RF(l)最低频率到fsc—RF(N)最高频率的频率跨 度。
另外，上述频语参数的获取方法还包括当第一参数为偶数，第二参数 的取值为-1时，得到第一中频信号中心频率，用于形成第一类频谱交插方 式及相应的数字中频信号频谱；当第一参数为偶数，第二参数的取值为1 时，得到第二中频信号中心频率，用于形成第二类频谱交插方式及相应的 数字中频信号频i普；当第一参数为奇数，第二参数的取值为-l时，得到第 三中频信号中心频率，用于形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信 号频谱；当第一参数为奇数，第二参数的取值为l时，得到第四中频信号 中心频率，用于形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱。
其中，第一类频谱交插方式具体为
当载波个数N为偶数时第N/2号正频率载波从左侧紧靠fs整数倍频率 点，第N/2号负频率载波从右侧紧靠fs整数倍频率点；
当载波个数N为奇数时第(N+l)/2号负频率载波从左侧紧靠fs整数倍 频率点，第(n+i) /2号正频率载波从右侧紧靠fs整数倍频率点。
第二类频镨交插方式具体为
当载波个数N为偶数时第N/2+l号负频率载波从左侧紧靠fs整数倍频 率点，第N/2+l号正频率载波从右侧紧靠fs整数倍频率点；
当载波个数N为奇数时第(N+l) /2号正频率载波从左侧紧靠f s整数倍 频率点，第(N+l)/2号负频率载波从右侧紧靠fs整数倍频率点。
ii第三类频谱交插方式具体为
当载波个数N为偶数时第N/2号正频率载波从左侧紧靠fs/2奇数倍频 率点，第N/2号正频率载波从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点；
当载波个数N为奇数时第(N+l)/2号负频率载波从左侧紧靠fs/2奇数 倍频率点，第(N+l) /2号正频率载波从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点。
第四类频镨交插方式具体为
当载波个数N为偶数时第N/2+1号负频率载波从左侧紧靠fs/2奇数倍 频率点，第N/2+1号正频率载波从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点；
当载波个数N为奇数时第(N+l)/2号正频率载波从左侧紧靠fs/2奇数 倍频率点，第(N+l)/2号负频率载波从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点。
这里，频率轴正向是从左到右的，紧靠的意思是在所述载波与fs整数倍 频率点之间没有其它载波，载波号是按照频率由小到大的顺序从1开始编号的。
通过对中频信号的直接采样实现了不同的频谱交插方式，使模拟中频信 号正边谱的各个载波依次插入到负边谱各个载波的间隙中去而不发生频谱混 叠，从而降低ADC的采样率，降低了系统复杂度和功耗；同时将不同的载波 分配给不同的用户，由于多用户的信号谱间有一定的间隔，可以减少用户间 的相互干扰。
形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例一 根据获取的小区各载波的射频频率fsc_RF(l)=1930MHz 、 fsc—RF(2)=1930. 8MHz、 f sc一RF (3) =1931. 6MHz、 f sc — RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz，载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率fs=3. 2MHz、可用中频频率上限flF-MAX-ll.SMHz、可用 中频频率下限flF—MIN=8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q* △ fsc/2，
fs > fsc-RF(N)-fsc —RF(l)+2*Bsc +Afsc/2，fIF_MAX>fIF> fIF一MIN
取第二参数cp-l,计算出中频信号中心频率fIF=9. 8 MHz， k=6，如图2 所示，为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施 例一的模拟中频信号的频谱示意图，由于(1=-1， k为偶数，所以形成第一类 频i普交插方式，当N=4时，将第2号正频率载波即p2从左侧紧靠fs整数倍 频率点，第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs整数倍频率点，当N=3时， 将第2号负频率载波即n3从左侧紧靠fs整数倍频率点，第2号正频率载波 即p3从右侧紧靠fs整数倍频率点；同理当N=2时，将第1号正频率载波即 pi从左侧紧靠fs整数倍频率点，第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs整 数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即n4从左侧紧靠fs整数倍频 率点，第1号正频率载波即p4从右侧紧靠fs整数倍频率点，如图3所示， 为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例一的 数字中频信号的频镨示意图。
以9. 8MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。
射频中心频率的值fRF=[fsc_RF(l)+ fsc-RF(4)]/2=1931. 2MHz，如何设 计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到 9.8MHz，是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc —RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz,大于 fs/2=1.6MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了 对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频 镨可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影 响。
形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例一 根据获取的小区各载波的射频频率fsc_RF(l)=1930MHz 、 fsc-RF(2)=1930. 8MHz、 fsc—RF (3) =1931. 6MHz、 fsc一RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz，载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz和接收机的采样频率f s=3. 2MHz、可用中频频率上限flF-MAX-11. 5MHz、可用 中频频率下限f IF_MIN=8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q* △ fsc/2，
fs > fsc-RF(N)-fsc-RF(l)+2*Bsc +Afsc/2， fIF—MAX> fIF> fIF一MIN
取第二参数q-l，计算出中频信号中心频率fIF=9. 4 MHz， k=6，如图4 所示，为本发明形成第二类频语交插方式及相应的数字中频信号频谱实施 例一的模拟中频信号的频谱示意图，由于q-l， k为偶数，所以形成第二类 频语交插方式，当N=4时，将第3号正频率载波即p3从右侧紧靠f s整数倍 频率点，第3号负频率载波即n3从左侧紧靠fs整数倍频率点，当N=3时， 将第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs整数倍频率点，第2号正频率载波 即p2从左侧紧靠fs整数倍频率点；同理当N=2时，将第2号正频率载波即 p4从右侧紧靠fs整数倍频率点，第4号负频率载波即n4从左侧紧靠fs整 数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs整数倍频 率点，第1号正频率载波即pi从左侧紧靠fs整数倍频率点，如图5所示，
为本发明形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例一的
数字中频信号的频i普示意图。
以9. 4MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。 射频中心频率的值fRF= [f sc-RF (1) + f sc画RF (4) ] /2=1931. 2MHz，如何设
计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到
9.4MHz,是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc_RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz，大于
fs/2=1.6MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了
对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频
谱可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影响。形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频语实施例一
根据获取的小区各载波的射频频率fsc_RF(l)=1930MHz 、 f sc-RF (2) =1930. 8MHz、 f sc—RF (3) =1931. 6MHz、 f sc—RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz,载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率f s=3. 2MHz、可用中频频率上限f IF_MAX=11. 5MHz、可用 中频频率下限flF—MI^8. 5MHz;利用公式组
k*fs=fIF+q*Afsc/2,
fs > f sc-RF (N)-f sc-RF (l)+2*Bsc +Afsc/2， fIF—MAX> fIF> flF—MIN
取第二参数q--l,计算出中频信号中心频率fIF=ll. 4 MHz， k=7，如图 6所示，为本发明形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例一的模拟中频信号的频谱示意图，由于q》1， k为奇数，所以形成第三 类频谱交插方式，当N=4时，将第2号正频率载波即p2从左侧紧靠fs/2奇 数倍频率点，第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=3 时，将第2号负频率载波即n3从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第2号正频 率载波即p3从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点；同理当N=2时，将第1号正频 率载波即pi从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第1号负频率载波即nl从右侧 紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即n4从左侧紧靠 fs/2奇数倍频率点，第1号正频率载波即p4从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点， 如图7所示，为本发明形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频 谱实施例一的数字中频信号的频谱示意图。
以11. 4MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。
射频中心频率的值fRF=[f sc-RF (1) + f sc-RF (4) ] /2=1931. 2MHz,如何设 计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到 11.4MHz，是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
15可以算出多载波信号带宽B=fsc—RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz，大于 fs/2=1.6MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了 对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频 语可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影 响。
形成第四类频镨交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例一 根据获取的小区各载波的射频频率fsc_RF(l)=1930MHz 、 f sc-RF (2) =1930. 8MHz、 f sc —RF (3) =1931. 6MHz、 f sc — RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz，载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率fs=4. 4MHz、可用中频频率上限f IF-MAX-ll. 5MHz、可用 中频频率下限HF-MI^8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q*Afsc/2，
fs > fsc—RF(N)-fsc —RF(l)+2*Bsc +Afsc/2， fIF_MAX> fIF> fIF一MIN
取第二参数fl,计算出中频信号中心频率fIF=ll. 0 MHz, k=7，如图8 所示，为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施 例一的模拟中频信号的频谱示意图，由于q-l， k为奇数，所以形成第四类 频镨交插方式，当N=4时，将第3号正频率载波即p3从右侧紧靠fs/2奇数 倍频率点，第3号负频率载波即n3从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=3 时，将第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第2号正频 率载波即p2从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点；同理当N=2时，将第2号正频 率载波即p4从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第4号负频率载波即n4从左侧 紧靠fs/2奇数倍频率点，当N-l时，将第1号负频率载波即nl从右侧紧靠 fs/2奇数倍频率点，第1号正频率载波即pi从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点， 如图9所示，为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频 谱实施例 一 的数字中频信号的频谱示意图。以11. OMHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。
射频中心频率的值fRF=[fsc_RF(l)+ fsc_RF(4)]/2=1931. 2MHz,如何设 计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到 11. OMHz,是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc-RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz，大于 fs/2=1.6MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了 对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频 谱可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影 响。
形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二 根据获取的小区各载波的射频频率 fsc_RF(l)=1930MHz 、 fsc—RF(2)=1930. 8MHz、 f sc—RF (3) =1931. 6MHz、 f sc—RF (4) =1932.權z的值， 载波带宽Bsc=200kHz，载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率f s=4. 4MHz、可用中频频率上限f IF—MAX=11. 5MHz、可用 中频频率下限flF—MIN=8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q* △ fsc/2,
fs > fsc — RF(N)-fsc — RF(l)+2*Bsc +△ fsc/2, fIF_MAX>fIF> flF—MIN
取第二参数q=-l，计算出中频信号中心频率fIF=9. 0 MHz, k=4,如图 IO所示，为本发明形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实 施例二的模拟中频信号的频镨示意图，由于cp-l, k为偶数，所以形成第一 类频谱交插方式，当N=4时，将第2号正频率载波即p2从左侧紧靠f s整数 倍频率点，第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs整数倍频率点，当N=3时， 将第2号负频率载波即n3从左侧紧靠f s整数倍频率点，第2号正频率载波 即p3从右侧紧靠fs整数倍频率点；同理当N=2时，将第1号正频率载波即
17pl从左侧紧靠fs整数倍频率点，第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs整 数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即n4从左侧紧靠fs整数倍频 率点，第1号正频率载波即p4从右侧紧靠f s整数倍频率点，如图11所示， 为本发明形成第一类频镨交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的 数字中频信号的频语示意图。
以9. OMHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。 射频中心频率的值fRF=[fsc —RF(1)+ fsc_RF(4)]/2=1931. 2隨z，如何设 计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到 9.0MHz，是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc —RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz，大于 fs/2=2.2MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了 对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频 i普可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影 响。
形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二 根据获取的小区各载波的射频频率fsc—RF(l)=1930MHz 、 fsc — RF(2)=1930. 8MHz、 fsc—RF (3) =1931. 6MHz、 fsc — RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz，载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率fs-4. 4MHz、可用中频频率上限fIF-MAX-ll. 5MHz、可用 中频频率下限flF—MIN=8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q*Afsc/2,
fs > fsc — RF(N)-fsc_RF(l)+2*Bsc +△ fsc/2， fIF—MAX> fIF> flF—MIN
取第二参数q-l,计算出中频信号中心频率fIF=8. 6 MHz, k=4，如图U 所示，为本发明形成第二类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱实施 例二的模拟中频信号的频谱示意图，由于cpl， k为偶数，所以形成第二类频
18谱交插方式，当N=4时，将第3号正频率载波即p3从右侧紧靠f s整数倍频 率点，第3号负频率载波即n3从左侧紧靠fs整数倍频率点，当N-3时，将 第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs整数倍频率点，第2号正频率载波即 p2从左侧紧靠fs整数倍频率点；同理当N-2时，将第2号正频率载波即p4 从右侧紧靠fs整数倍频率点，第4号负频率载波即n4从左侧紧靠fs整数倍 频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs整数倍频率点， 第1号正频率载波即pl从左侧紧靠fs整数倍频率点，如图13所示，为本发 明形成第二类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的数字中
频信号的频谱示意图。
以8. 6MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。 射频中心频率的值fRF=[fsc_RF(l)+ fsc—RF(4)]/2=1931. 2MHz，如何设
计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到
8. 6MHz，是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc —RF(N)-fsc —RF(1)+Bsc=2. 6MHz，大于
fs/2=2.2MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了
对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频
谱可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影响。
形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二 根据获取的小区各载波的射频频率fsc —RF(l)=1930MHz 、 fsc_RF(2)=1930. 8MHz、 fsc—RF (3) =1931. 6MHz、 fsc—RF (4) =1932. 4MHz的值， 载波带宽Bsc=200kHz,载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz 和接收机的采样频率fs=4. 4MHz、可用中频频率上限flF—MAX-ll. 5MHz、可用 中频频率下限flF—MIN=8. 5MHz;利用公式组 k*fs=fIF+q*Afsc/2，
fs > fsc_RF(N)-fsc — RF(l)+2*Bsc + Afsc/2，f IF—MAX> fIF> flF—MIN
取第二参数q--l，计算出中频信号中心频率fIF=11.2 MHz, k=5，如图14所示，为本发明形成第三类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的模拟中频信号的频谱示意图，由于q—l， k为奇数，所以形成第三类频谱交插方式，当N=4时，将第2号正频率载波即p2从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=3时，将第2号负频率载波即n3从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第2号正频率载波即p3从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点；同理当N=2时，将第1号正频率载波即pi从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即n4从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第1号正频率载波即p4从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，如图15所示，为本发明形成第三类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的数字中频信号的频语示意图。
以11.2MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。
射频中心频率的值fRF=[fsc — RF(l)+ fsc — RF(4)]/2=1931. 2MHz,如何设计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到11.2固z,是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc_RF(N)-fsc_RF(l)+Bsc=2. 6MHz，大于fs/2=2.2MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频谱可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影响。
形成第四类频镨交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二根据获取的小区各载波的射频频率 fsc-RF(lX93謹Hz 、f sc—RF (2) =1930. 8MHz、 f sc_RF (3) =1931. 6MHz、 f sc—RF (4) =1932. 4MHz的值，
20载波带宽Bsc=200kHz,载波数N=4、相邻载波中心频率间隔△ f sc =0. 8MHz和接收机的采样频率fs-4.4MHz、可用中频频率上限flF-MAX41. 5MHz、可用中频频率下限flF—MIN=8. 5MHz;利用公式组k*fs=fIF+q* △ fsc/2，
fs > fsc_RF(N)-fsc —RF(l)+2*Bsc +△ fsc/2,nF—MAX>fIF>fIF_MIN
取第二参数q=l,计算出中频信号中心频率fIF=10. 8 MHz, k=5，如图16所示，为本发明形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱实施例二的模拟中频信号的频语示意图，由于q-l， k为奇数，所以形成第四类频谱交插方式，当N=4时，将第3号正频率载波即p3从右侧紧靠f s/2奇数倍频率点，第3号负频率载波即n3从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=3时，将第2号负频率载波即n2从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第2号正频率载波即p2从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点；同理当N-2时，将第2号正频率载波即p4从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第4号负频率载波即n4从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，当N=l时，将第1号负频率载波即nl从右侧紧靠fs/2奇数倍频率点，第1号正频率载波即pi从左侧紧靠fs/2奇数倍频率点，如图17所示，为本发明形成第四类频语交插方式及相应的数字中频信号频镨实施例二的数字中频信号的频镨示意图。
以10. 8MHz为中心频率的这个中频信号将被ADC采样，形成数字中频频谱。
射频中心频率的值fRF=[fsc — RF(l)+ fsc—RF(4)]/2=1931. 2MHz，如何设计接收机的合理的多级混频架构，以从1931.2MHz经过多级混频之后到10.8MHz,是现有技术，不是本发明的内容，不再赘述。
可以算出多载波信号带宽B=fsc — RF(N)-fsc —RF(1)+Bsc=2. 6MHz，大于fs/2=2.2MHz。可见，通过上述方法，较好地降低了采样频率，从而降低了对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，通过上述方法产生的频
21谱可以更好地避免带外干扰经滤波后残留的信号对各个有用子载波信号的影响。
如图18所示，为本发明频i普参数获取装置实施例的结构示意图，该装置具体包括第一获取模块1,用于获取小区各载波的射频频率、相邻载波
中心频率间隔及各载波带宽，所述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近
似相等；第二获取模块2，用于获取接收机的釆样频率及可用中频频率上下限；计算模块3，用于根据第一获取模块与第二获取模块获取的所述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。
其中，上述计算模块利用公式组
k*fs=fIF+q*Afsc/2，
fs > fsc一RF(N)-fsc — RF(l)+2*Bsc +Afsc/2,fIF_MAX> fIF> fIF一MIN
计算出中频信号中心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值为l或-l， fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频率间隔，fIF为中频信号中心频率，HF-MAX为可用中频频率上限，fIF-MIN为可用中频频率下限，fsc-RF(l)、 fsc-RF(N)分别为所述小区的第一个载波的射频频率和第N个载波的射频频率，N为小区的载波数，且载波的频率随N的增大而增大。
上述公式是基于相邻载波中心频率间隔相等的情况的，对于相邻载波中心频率间隔近似相等的情况，完全可以参照相等的情况来进行设计，不再赘述。
上述装置利用第一获取模块获取射频信号的相关参数，然后利用第二获取模块获取接收机的相关参数，然后利用计算模块求出中频信号中心频率。
通过上述装置，较好地降低了采样时钟的采样频率，从而降低了对器件的要求，降低了系统的复杂度及功耗；同时，可以减少多用户之间的干扰。如图19所示，为本发明网络设置方法实施例的流程图，该方法具体包括
以下步骤
步骤201、设置网络中的发射机，使该发射机发射的各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；
上述设置网络中的发射机可以为设置终端的发射机频率，使各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等，也可相应设置基站发射机及终端接收机的接收功率；
步骤202、根据发射机发射的各个小区载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽和采样机的采样频率、可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率；
根据相关参数，利用公式组
k*fs=fIF+q*Afsc/2，
fs > fsc_RF(N)-fsc_RF(l)+2*Bsc + Afsc/2，f IF—MAX> f IF> f IF—MIN
计算出中频信号中心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值为l或-l, fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频率间隔，fIF为中频信号中心频率，此处的，fIF为ADC的采样中频，fIF_MAX为可用中频频率上限，fIF-MIN为可用中频频率下限，fsc —RF(l) 、 fsc-RF(N)分别为所述小区的第一个载波的射频频率和第N个载波的射频频率，N为小区的载波数，且载波的频率随N的增大而增大；
上述公式是基于相邻载波中心频率间隔相等的情况的，对于相邻载波中心频率间隔近似相等的情况，完全可以参照相等的情况来进行设计，不再赘述。
步骤203、根据中频信号中心频率及发射机的混频级数，获取并设置接收机的各级本振频率。发射机的混频级数可以为多级，在此根据中频信号中心频率和一级混
频计算本振频率(fLO),当使用高本振时，本振高于射频频率，此时fIF= fLO - fRF;当使用低本振时，本振低于射频频率，此时fIF = fRF - fLO;其中，fRF为多载波射频信号中心频率，且fRF为fsc — RF(l)和fsc — RF(N)的平均值，即fRF= [fsc一RF(N)+fsc—RF(l)]/2。
通过上述方法，可以获得中频信号中心频率等相关参数，在接收机中配合使用直接带通采样技术将特别利于使收发信机实现多载波的结构，大大降低系统成本；同时，有利于系统的升级改造。
最后应说明的是以上实施例仅用以说明本发明实施例的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明实施例进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
权利要求
1、一种频谱参数的获取方法，其特征在于包括获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各载波带宽，所述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限；根据所述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。
2、 根据权利要求1所述的频谱参数的获取方法，其特征在于所述获取中频信号中心频率具体为利用7>式组k*fs=fIF+q* △ fsc/2，fs > fsc—RF(N)-fsc-RF(l)+2*Bsc +△ fsc/2，fIF—MAX> fIF> flF—MIN计算出中频信号中心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值为l或-1， fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频率间隔，fIF为中频信号中心频率，fIF—MAX为可用中频频率上限，fIF—MIN为可用中频频率下限，fsc—RF(l)、 fsc-RF(N)分别为所述小区的第一个载波的射频频率和第N个载波的射频频率，N为小区的载波数。
3、 根据权利要求2所述的频谱参数的获取方法，其特征在于还包括当第一参数为偶数，第二参数的取值为-1时，得到第一中频信号中心频率，用于形成第一类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谙；当第一参数为偶数，第二参数的取值为l时，得到第二中频信号中心频率，用于形成第二类频i普交插方式及相应的数字中频信号频谱；当第一参数为奇数，第二参数的取值为-1时，得到第三中频信号中心频率，用于形成第三类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱；当第一参数为奇数，第二参数的取值为l时，得到第四中频信号中心频率，用于形成第四类频谱交插方式及相应的数字中频信号频谱。
4、 一种频谱参数的获取装置，其特征在于包括第一获取模块，用于获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各载波带宽，所述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；第二获取模块，用于获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限；计算模块，用于根据第一获取模块与第二获取模块获取的所述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。
5、 根据权利要求4所述的频谱参数的获取装置，其特征在于所述计算模块利用公式组k*fs-fIF+q*Afsc/2,fs > fsc—RF(N)-fsc—RF(l)+2*Bsc + Afsc/2，fIF_MAX> fIF> fIF一MIN计算出中频信号中心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值为l或-l， fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频率间隔，fIF为中频信号中心频率，fIF-MAX为可用中频频率上限，flF—MIN为可用中频频率下限，fsc —RF(l)、 fsc—RF(N)分别为所述小区的第一个载波的射频频率和第N个载波的射频频率，N为小区的载波数。
6、 一种网络设置方法，其特征在于包括设置网络中的发射机，使该发射机发射的各相邻栽波中心频率间隔相等或近似相等；根据发射机发射的各个小区载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽和采样机的采样频率、可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率；根据中频信号中心频率及发射机的混频级数，获取并设置接收机的各级本振频率。
7、根据权利要求6所述的网络设置方法，其特征在于所述获取中频信号中心频率具体为利用公式组k*fs=fIF+q*Afsc/2，fs > fsc_RF(N)-fsc_RF(l)+2*Bsc + Afsc/2,fIF_MAX> fIF> fIF一MIN计算出中频信号中心频率，其中，k为第一参数，其取值为正整数，q为第二参数，其取值为l或-l， fs为采样频率，Bsc为各载波带宽，Afsc为相邻载波中心频率间隔，fIF为中频信号中心频率，fIF-MAX为可用中频频率上限，fIF_MIN为可用中频频率下限，fsc-RF(l)、 fsc-RF(N)分别为所述小区的第一个载波的射频频率和第N个载波的射频频率，N为小区的载波数。
全文摘要
本发明实施例涉及一种频谱参数的获取方法，该方法具体包括获取小区各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔及各载波带宽，上述小区各相邻载波中心频率间隔相等或近似相等；获取接收机的采样频率及可用中频频率上下限；根据所述各载波的射频频率、相邻载波中心频率间隔、各载波带宽、采样频率及可用中频频率上下限，获取中频信号中心频率。本发明实施例还涉及一种频谱参数的获取装置和网络设置方法，通过上述方法和装置，较好地降低了器件的采样率，降低了系统的复杂度及功耗。
文档编号H04L27/26GK101465831SQ20071017973
公开日2009年6月24日 申请日期2007年12月17日 优先权日2007年12月17日
发明者叶四清, 朱尔霓 申请人:华为技术有限公司