专利名称：使用llr函数的分段线性逼近的对数似然比(llr)计算的制作方法
使用LLR函数的分段线性逼近的对数似然比(LLR)计算
本申请要求于2006年3月14日提交的题为"ESTIMATION FOR SIGNAL CONSTELLATION AND NOISE VARIANCE FOR 16QAM (对16QAM的信号
星座和噪声方差的估计)"的美国临时申请S/N. 60/782,378的优先权，该申请 己转让给本申请的受让人并通过引用纳入于此。
背景
I. 领域
本公开一般涉及通信，尤其涉及用于计算代码比特的对数似然比(LLR) 的技术。
II. 背景
在通信系统中，发射机典型地基于编码方案对话务数据进行编码以获得代 码比特并进一步基于调制方案将这些代码比特映射到调制码元。发射机随后处 理这些调制码元以生成经调制的信号并经由通信信道来传送该信号。通信信道 因信道响应使得传送的信号畸变并进一步因噪声和干扰使得信号降级。
接收机接收所传送的信号并处理接收到的信号以获得收到码元，其可能是 由发射机发送的调制码元的已畸变和有噪版本。接收机随后可基于收到码元计 算代码比特的LLR。LLR是指示为每个代码比特发送了零('0，)或一('T ) 的置信度。对于给定的代码比特，正LLR值可能指示为该代码比特发送了 '0' 的置信度较高，负LLR值可能指示为该代码比特发送了 'r的置信度较高， 而零LLR值可指示为该代码比特发送了 '0'或'1'的似然相等。接收机随 后可解码LLR以获得解码出的数据，其是对由发射机发送的话务数据的估计。
对LLR的计算可能是复杂的。然而，准确的LLR可能结果得到良好的解 码性能。因此本领域需要能高效和准确地计算代码比特的LLR的技术。概述
本文中描述用于高效和准确地计算代码比特的LLR的技术。 一组代码比 特可被映射到用于正交相移键控(QPSK)、正交振幅调制(QAM)等的信号 星座中的调制码元。该组中的不同代码比特可与不同的LLR函数相关联。代 码比特的LLR可基于LLR函数的分段线性逼近来推导。 '
在一种设计中，接收机获得对经由通信信道发送的传输收到的码元。该传 输可包括来自QPSK或QAM信号星座的调制码元。接收机基于这些收到码元 和至少一个LLR函数的分段线性逼近来推导代码比特的LLR。这些收到码元 可以是具有实分量和虚分量的复数值。接收机可对每个收到码元的实分量和虚 分量独立推导LLR~—若用于这些调制码元的信号星座允许。
该至少一个LLR函数可包括用于第一代码比特——例如决定调制码元的 实分量和虚分量的符号的符号比特——的第一 LLR函数。第一 LLR函数的分 段线性逼近可包括用于输入值的三个范围的三个线性函数。接收机可为每个第 一代码比特基于相应的收到码元分量值选择这三个线性函数之一。接收机随后 可基于为该第一代码比特选择的线性函数推导每个第一代码比特的LLR。
该至少一个LLR函数可包括用于第二代码比特——例如决定调制码元的 实分量和虚分量的幅值的幅值比特——的第二 LLR函数。第二 LLR函数的分 段线性逼近可包括用于输入值的两个范围的两个线性函数。接收机可为每个第 二代码比特基于相应的收到码元分量值选择这两个线性函数之一。接收机随后 可基于为该第二代码比特选择的线性函数推导每个第二代码比特的LLR。
接收机可解码代码比特的LLR以获得对经由该通信信道发送的传输解码 出的数据。接收机可对LLR执行Turbo解码——如果原先对此传输使用了 Turbo编码，以及可对LLR执行Viterbi解码——如果原先对此传输使用了巻 积编码。
以下将更加详细地描述本公开的各个方面和特征。
附图简述
图1示出发射机和接收机的框图。图2示出在发射机处的编码器和码元映射器。
图3示出用于16-QAM的示例信号星座。 图4示出LLR函数的判决阈值的标绘曲线。
图5A和5B示出用于两个代码比特的两个LLR函数的分段线性逼近。 图6示出接收机处的LLR计算单元。
图7A、 7B和7C示出用于LLR函数的逼近的参数的标绘曲线。
图8示出接收机处的解码器。
图9示出用于计算代码比特的LLR的过程。
详细描述 .
图1示出通信系统中的发射机100和接收机150的设计的框图。在发射机 100处，编码器120接收来自数据源112的一块数据，基于编码方案对该数据 块进行编码，并提供代码比特。数据块也可被称为传输块、分组、帧等等。编 码器120可执行速率匹配并且删除或重复这些代码比特中的某些或全部来为该 数据块获得合需数目的代码比特。编码器120还可基于交织方案执行信道交织 并将这些代码比特重新排序。码元映射器130基于调制方案——其可为QPSK、 QAM等——将这些代码比特映射到调制码元。调制器(MOD) 132可执行用 于码分复用(CDM)的处理并且用正交码来扩展调制码元。调制器132还可执 行用于频分复用(FDM)、正交频分复用(OFDM)、单载波FDM (SC-FDM) 等的处理。调制器132随后处理(例如，转换到模拟、放大、滤波、以及上变 频)结果所得的输出码元并生成经调制信号，其经由天线134被发射。
在接收机150处，天线152接收来自发射机100的经调制信号并提供收到 信号。解调器(DEMOD) 154处理(例如，滤波、放大、下变频、以及数字 化)该收到信号以获得采样。解调器154可进一步处理这些采样(例如，用于 CDM、 FDM、 OFDM、 SC-FDM等)以获得收到码元。信号和噪声估计器162 可基于这些收到码元来估计信号和噪声特性和/或无线信道响应。LLR计算单 元160基于这些收到码元以及信号、噪声和/或信道估计来计算代码比特的 LLR。解码器170以与发射机100所执行的编码互补的方式来解码LLR并提供 解码出的数据。一般而言，由在接收机150处的解调器154、LLR计算单元160、和解码器170执行的处理与由在发射机100处的调制器132、码元映射器130、 和编码器120执行的处理互补。
控制器/处理器140和180分别指导发射机100处和接收机150处的各种 处理单元的操作。存储器142和182分别存储用于发射机100和接收机150的 数据和程序代码。 '
一般而言，编码器120可实现任何编码方案，其可包括Turbo码、巻积码、 低密度奇偶校验(LDPC)码、循环冗余校验(CRC)码、分块码等，或其组 合。编码器120可生成CRC值并将其附加到数据块，该CRC值可被接收机150 用来确定该数据块是被正确解码还是解码出错。Turbo码、巻积码、和LDPC 码是允许接收机150纠正由无线信道中的减损导致的差错的不同前向纠错 (FEC)码。
图2示出图1中发射机100处的编码器120和码元映射器130的设计的框 图。在此设计中，编码器120实现Turbo码，其也被称为并行级联巻积码。在 编码器120内，码交织器222接收一块数据比特(记为{《)并根据码交织方 案对这些数据比特进行交织。第一组成编码器220a基于第一组成码对数据比 特进行编码并提供第一奇偶校验比特(记为^})。第二组成编码器220b基于 第二组成码对来自码交织器222的经交织的数据比特进行编码并提供第二奇偶
校验比特(记为(z，p 。组成编码器220a和220b可实现两个生成多项式，例 如在宽带码分多址(W-CDMA)中使用的g。(D)-l + I)2+D3和&(Z))-l + " + D3。
多路复用器(Mux) 224接收这些数据比特以及来自组成编码器220a和220b 的奇偶校验比特，将这些数据和奇偶校验比特多路复用，并提供代码比特。多 路复用器224可循环遍历其三个输入并且每次向其输出提供一个比特，或即{《: c/2，z2,z'2， ...}。速率匹配单元226接收来自多路复用器224的代码比特 并可删除这些代码比特中的某些和/或重复这些代码比特中的某些或全部来为 该数据块获得合需数目的代码比特。虽然在图2中未示出，但编码器120还可 对来自速率匹配单元226的代码比特执行信道交织。
在码元映射器130内，多路分解器(Demux) 230接收来自编码器120的 代码比特并将这些代码比特多路分解为同相(I)流{/}和正交(Q)流{《}。多 路分解器230可将首个代码比特提供给I流，随后将下一个代码比特提供给Q流，然后将再下一个代码比特提供给I流，等等。QAM/QPSK查找表232接收
I和Q流，形成有B比特的组，并基于所选择的调制方案将每组B个比特映射
到调制码元，其中对于QPSK有B:2，对于16-QAM有B:4，等等。码元映
射器130为数据块提供调制码元{"。
图3示出用于16-QAM的示例信号星座，其在W-CDMA中使用。此信号
星座包括对应于用于16-QAM的16个可能的调制码元的16个信号点。每个调 制码元是x,+y 形式的复数值，其中x,是实分量而xg是虚分量。实分量x,可
具有值-3a、 -a、 a或3a，并且虚分量；c《也可具有值-3a、 -a、 a或3a，其中a 在以下定义。
对于16-QAM，来自多路分解器230的I流和Q流中的代码比特可编组成 有4比特的组，其中每组记为"^/2&}，其中比特A和/2来自I流而比特^ 和《2来自Q流。此信号星座中的16个调制码元与^《"2^)的16个可能的4 比特值相关联。图3示出将每个可能的4比特值映射到具体调制码元的示例。 在此映射中，调制码元的实分量x,由两个同相比特^和/2决定，而虚分量;c, 由两个正交比特^和《2决定。具体而言，比特^决定实分量;c,的符号，对于A二0 有、>0，并且对于/1=1有、<0。比特/2决定实分量的幅值，对于/2=0有 |jc,| = ，并且对于/2=1有|、| = 3 。比特h由此可被认为是x,.的符号比特，而 比特z2可被认为是；的幅值比特。类似地，比特^决定虚分量^的符号，而 比特《2决定虚分量x^的幅值。此映射对于实分量和虚分量是独立的。对每个 分量，2比特值'11， 、 '10' 、 '00，和'01，基于脉冲振幅调制(PAM) 分别被映射到-3a、 -a、 a、和3a。由此可基于(f！ /2)和(^ ^)分开生成两个4-PAM 调制码元并对其进行正交组合以获得16-QAM调制码元。
在接收机150处，来自解调器154的收到码元可表达为
>> =a; +w ， 式(l) 其中x是由发射机100发送的调制码元，
"是调制码元x观察到的噪声，以及
^是接收机150获得的收到码元。
收到码元少具有(i)对应于调制码元;c的实分量x,的实分量乂和(ii)对 应于调制码元x的虚分量 的虚分量力。式(l)假定接收机150执行适当的比例縮放以计及调制码元X的放大、信道衰减、以及接收机处理。可假定由发射机100发送的调制码元是以等似然从16-QAM信号星座中取的。对于图3中示 出的16-QAM信号星座，每收到码元分量的平均能量可为5a2。对于每分量具 有单位能量的归一化16-QAM信号星座，《 = 1/71 = 0.4472。为简单化，可假定噪声n是具有独立的且恒等分布(i丄d.)的实分量和虚 分量的复数加性高斯白噪声(AWGN)。每个噪声分量可以是具有零均值和方 差o"2的高斯随机变量。由此复数噪声"的方差可为A^-2^2。接收机150处的每分量信噪比(SNR)为5"2/cr2。如上所述，实分量x,.和虚分量&可分别基于比特"/2)和比特(w w)独立地 确定。噪声"的实分量和虚分量可为i.i.d。因此，16-QAM调制码元:c可被认 为是由两个独立的可被分开解调的4-PAM调制码元a和;c,组成。为明晰起见， 以下仅描述对由比特和/2决定的实分量&的处理。比特^和/2的LLR可如下地推导。从贝叶斯公式可得到以下表达式P(—o,顺；o)")， 式(2)其中P(!、-Oly,)是在给定接收到乂.的情况下'0'作为比特!、被发送的后验概率， .尸(少,K-o)是在给定'o，作为比特/i被发送的情况下接收到乂的概率，尸0、-o)是W作为比特A被发送的先验概率，以及尸OO是接收到乂的概率。概率= o iy,)可如下地以比特/2为条件尸("o I力=尸(x i" -oo).化 |/,/2 =oi) (/2 = 1) = 0)。式(3)后验概率P(/, = 11x)可以用与式(2)和(3)中的后验概率P(/, = 01_y,)类似的方式来定义。比特6的似然比(LR)——Z及(。可定义如下)，尸(A = 01 jQ _尸(乂 IA /2 = 00) +尸(乂 IA /2 = 01) 式M(^是'0 '作为比特h被发送的后验概率与'T作为比特A被发送的后验概率之比。式(4)假定16-QAM信号星座中的全部16个点被传送的似然相等。 使用式(4)并且假定噪声分布是AWGN，则比特^的似然比可表达为6 2°"2+g 2(T26 2°"2+ 62cr2式(5)式(5)中的四个指数项对应于实轴上用于比特/,和/2的四种可能的2比特值的 -3ct、 -cc、 a和3a处的四个高斯分布。比特/,的LLR——丄i:i (O，可从式(5)获得，如下cosha 乂 — 2a2 cr2cosh式(6)乂乂是的递增函数并且对于x = 0等于零。 Z丄/ (0可为正值、零、或负值。ZZi (i,)值为零指示为比特^发送了 '0， 或'l'的置信度相等。正"i (0值指示为比特^发送了 '0'的置信度更大。负"; (o值指示为比特h发送了 'r的置信度更大。"及(/,)的符号由此表示 为比特"发送了 'o'还是'r的置信度更大。zi:i ")的幅值表示置信度的程 度，较大的幅值对应于较大的置信度。一般而言，LLR函数可具有一个或以上判决阈值。判决阈值是导致LLR 值为0的输入值。式(6)中的LLR函数具有单个判决阈值O，这意味着当y,. = 0时丄zj 0、)二o。比特/2的LR——丄i (。，可如下定义Zi (/2)P(/2 = 01乂) _尸(x IA/2 = 00) + Iz)/2 = 10) — 62ct22—式(7)比特/2的LLR——丄丄及(/2)可从式(7)获得，如下:coshcosh、O"2式(8)式(8)中的LLR函数当比率《2/(72适当高时具有靠近2a和-2a的两个判决阈值。由此，对于高a2/o"2，当乂靠近2 或-2 时1丄及(/2) = 0。比特&的LLR~—Ui (仏)可基于&以与使用式(6)推导iX (/,)类同的方 式来推导。类似地，比特《2的LLR~~ZiJ (&)可基于&以与使用式(8)推导 ZZi (。类同的方式来推导。式(6)和(8)分别表示对于图3中示出的16-QAM信号星座并在如上所述的 假定之下用于比特^和/2的LLR函数。式(6)和(8)中的LLR函数包含双曲余弦 函数和其它算术运算并且由此可能是计算密集的。在一方面，代码比特的LLR可基于LLR函数的分段线性逼近来推导。这 可极大地减少计算同时仍提供相对准确的LLR，因此解码性能中的降级是可忽 略的。分段线性逼近可用几种方式来得到。在式(5)中，这四个分布的均值间隔2ct且方差为a2。当比率《2〃2适当高 时，即对于高收到SNR，每个分布的主体关于分布均值之间的间距来说是相对较窄。在此情形中，对于式(5)的分子，当乂.靠近ct时项e 2一占优势，而当-U -3 )2乂靠近3a时项e 2。2 占优势。在称为类型1的第一设计中，LLR函数的分段线性逼近是通过考虑LLR 函数的分子和分母每一者中的最大分布来得到的。对于式(5)，分子中两个分布 的最大者可代替它们的总和被考虑。类似地，分母中两个分布的最大者可代替 它们的总和被考虑。比特A的LLR随后可被逼近如下 M^PCy,|/1=0，/2)'2 =0,1/2 =0,1式(9)其中Max尸O, |/, =0,/2)'2=0,1-(少,-")22。2若_y, < 2a 若j, 2 2a若少,.< _2a 若少,2 —2or随后比特A的LLR函数的分段线性逼近可表达为:4a+ 4a22 4a少,.—4a2 cr2若艮<-2a诺一 2or S x < 2"若乂 2 。式(IO)如式(10)中所示，比特A的LLR函数可用三条直线来逼近。.第一条直线由 线性函数(4ax+4^)/^定义并且覆盖小于-2ct的》值。第二条直线由线性函数2a乂/o^定义并且覆盖从-2cc到2cc的乂值。第三条直线由线性函数(4 乂 - 4"2)〃2定义并且覆盖2cc及以上的乂值。比特/2的LLR可被逼近如下Max|/2 =0，/》 2Max |/2 =1,0ii =0，1式(ll)其中Max P(y, |/2 =0,0 ='■1 =o，i尸0,|/2=1,0 =〃=0,1若y, <0若2ct2若乂<0-",-3")22cr2若3^0随后比特/2的LLR函数的分段线性逼近可表达为—-2"W+4"2 。 式(12)H叫)如式(12)中所示，比特/2的LLR函数可用两条直线来逼近。第一条直线由 线性函数(2o^,.+4c^)/^定义并且覆盖小于零的乂值。第二条直线由线性函数(-2c^,+4""/^定义并且覆盖零及以上的乂值。在被称为类型2的第二设计中，LLR函数的线性逼近可在该LLR函数的 每个判决阈值周围来定义。LLR函数可能具有一个或以上判决阈值。可对每个 判决阈值定义线性函数并用以确定涵盖该判决阈值的输入值范围上的LLR。式(6)中的用于比特^的LLR函数具有关于x =0的单个判决闽值。此LLR 函数在该判决阈值处的斜率可通过在y,O处关于乂对该LLR函数求微分来确定，如下S ，,)4" 2" l-e 。 式(印J2 J2 —g" l + e 。2其中&是比特的LLR函数在x =0处的斜率。对于高a2/(72，式(13)中的斜率可被逼近为2a/a2。随后比特^的LLR函 数的线性逼近可表达为Z,) = ^^ 式(14)如式(14)中所示，比特的LLR函数可用斜率为2a/^并且在判决阈值 X. =0处具有零值的单条直线来逼近。式(8)中的用于比特/2的LLR函数具有关于靠逗-2cc和2cc的乂.的两个判决 阈值。此LLR函数在2ct处的斜率可表达为"1-e 。 3" 1-e c 式同cr21 cr2 !"2" l + e l + e 。'其中&是比特/2的LLR函数在乂 = 2 处的斜率。对于高a2/(72，式(15)中的斜率对于判决阈值2a可被逼近为-2"/cr2。随 后比特/2的LLR函数的线性逼近可表达为20:|乂2|+4"2。 式(16)如式(16)中所示，比特/2的LLR函数可用(i)斜率为-2 /(72且在判决阈 值乂=2 处具有零值的第一条直线以及(ii)斜率为2 /(72且在判决阈值 y, =-2"处具有零值的第二条直线来逼近。如式(10)和(14)中所示，对于在-2ct到2a范围内的乂值，对比特A的LLR 函数的类型1逼近与对比特的LLR函数的类型2逼近相匹配。对于小于-2cc 或大于2 的乂值，比特A的LLR函数的绝对值对于类型2来说小于类型1。 因此，对于充分大的绝对乂值(例如，大于2cc)，来自类型2的LLR在对比 特h的判决中所反映的置信度会比来自类型1的LLR要小。对于所有的》值， 式(12)中对比特/2的LLR的类型1逼近与式(16)中对比特/2的LLR的类型2逼 近相匹配。比特^的LLR函数具有在0处的单个判决阈值。比特/2的LLR函数具有在-2oc和2cc附近的两个判决阈值。判决阈值表示在其处给定比特已作为'0' 或'T被发送的似然的不确定性最大的点。由此，在每个判决阈值附近对LLR 有良好的逼近是可取的。在判决阈值处的比特/2的LLR值可表达为' 、=0， 式(17)coshcosh卩3"其中提比特/2的LLR函数的判决阈值。当；;,=6时，Z￡i (/2) = 0。 从式(17)，该判决阈值可表达为3 + e4 式(18)图4示出比特/2的LLR函数的归一化判决阈值的标绘曲线410。横轴表 示以分贝(dB)为单位的W/c72。纵轴表示归一化判决阈值，其为P/a。标绘 曲线410指示判决阈值0在低SNR处大于2a并随着SNR增大而收敛到2a。式(8)中比特/2的LLR函数的斜率可表达为《=o"2_1+ 374a28a'eCT十3 — 4e式(19)+ 3其中S是比特/2的LLR函数在判决阈值0处的斜率。斜率S和域判决阈值0每 一个可使用硬件、软件、查找表等来确定。随后比特!2的LLR函数的线性逼近可表达为ZM(/2)=《.(|;^-e)。 式(20) 对于高SNR，.《s -2a/o"2 ，并且0 。式(18)到(20)可用于横跨很宽SNR范围对比特/2推导出更准确的LLR。式 (18)提供作为^/^的函数的判决阈值e 。式(19)提供作为W/^的函数的斜率 《。可针对给定的收到SNR确定判决阈值0和斜率《并用在式(20)中来推导比特/2的LLR。比特^的LLR函数的斜率&也可表达为《2/cr2的函数，如式(13)中所示。 可针对给定的收到SNR确定斜率&并用在式(10)或(14)中来推导比特A的IXR。图5A示出比特A的实际LLR函数和在a2/cr2 = 1或即0 dB时对此LLR函 数的分段线性逼近的标绘曲线。横轴表示乂值，其中《 = 0.4472 。在横轴上标 记出在-3ct、 - 、 a和3a处的四个一维PAM星座点。纵轴表示比特^的LLR， 或即LLi (。。标绘曲线510示出比特"用式(6)中示出的精确计算得到的LLR。标绘曲线512示出比特/!用式(10)中示出的分段线性逼近得到的LLR。这些标绘曲线指示该分段线性逼近关于实际LLR值是准确的，尤其是在LLR值靠近 0的判决阈值乂-O周围，这对于良好的解码性能来说是重要的。图5B示出比特/2的实际LLR函数和此LLR函数在a2/(72 =1时的分段线 性逼近的标绘曲线。标绘曲线520示出比特/2用式(8)中示出的精确计算得到的 LLR。标绘曲线522示出比特/2用式(12)中示出的分段线性逼近得到的LLR。 这些标绘曲线指示该分段线性逼近关于实际LLR值是准确的，尤其是在LLR 值靠近0的-2cc和2ct附近的判决阈值周围。图5a和5b示出在a2/cr2 = 1时比特和/2的llr的标绘曲线，a2/j2 = 1 对应于每分量近似7 dB的收到SNR。比特^和!'2的LLR函数的逼近对于越来 越高的SNR来说一般更准确。在较高的SNR下可使用16-QAM而在较低的 SNR下可使用QPSK。这些逼近由此可为更可能使用16-QAM的高SNR场景 提供准确的LLR。 '图6示出图1中的接收机150处的LLR计算单元160的设计的框图。在 此设计中，单元160包括多路分解器610、比例和阈值计算单元612、以及分 别用于实分量和虚分量的LLR计算单元620a和620b。多路分解器610获得来 自解调器154的收到码元(y)，将每个收到码元的实分量y,提供给LLR计算单 元620a，并将每个收到码元的虚分量&提供给LLR计算单元620b。每个LLR 计算单元620基于式(10)和(12)中所示的分段线性逼近为其代码比特计算LLR。 为简化LLR计算，两个量w和v可定义如下"=， 和 v = ^l。 式(21)式(10)可用"和V的形式表达如下2w + v若w〈—Vw若—V^W<V o式(22)2w —v若w^v式(12)可用W和V的形式表达如下丄瑪'2)"-M。 式(23)信号和噪声估计器162可如下所述地基于收到码元来估计信号和噪声特 性并提供信号振幅a和噪声方差一。计算单元612可基于来自信号和噪声估计 器162的a和crH十算比例因子2ct/c72和经比例缩放的阈值v-4a2/(72，并且将 此比例因子和经比例縮放的阈值提供给LLR计算单元620a和620b两者。在单元620a内，比例縮放单元622用比例因子2a/cr2对实分量乂进行比例縮放 并且提供经比例縮放的分量"2"少,/cr2 。单元624计算作为式(22)的顶上一部分的量2" + v。单元626接收并提供作为式(22)的中间一部分的"。单元628计 算作为式(22)的底下一部分的量2w-v 。单元624、 626、和628实现用于对式(6) 中示出的LLR函数作分段线性逼近的三个线性函数。多路复用器630在三个 输入处接收来自单元624、 626和628的三个值并提供这三个值之一作为比特 A的LLR。多路复用(Mux)选择器652接收w和v并生成对多路复用器630 的控制。此控制在"<-v的情况下选择来自单元624的2w + v,在-v^"〈v的 情况下选择来自单元626的w，在M 2 v的情况下选择来自单元628的2" - v 。 单元634计算式(23)的v-l"l并提供该量作为比特/2的LLR。单元634还可基 于式(18)和(20)计算比特/2的LLR。LLR计算单元620b可基于虚分量力计算比特^和《2的LLR。比特^和 《2的LLR的计算可类同于由单元620a执行的对比特^和《2的LLR的计算。信号和噪声估计器162可估计收到码元分量的绝对值的均值，如下+W训， 式(24)其中JK,(^:)和A("是第A个收到码元的实分量和虚分量，m是这些收到码元分量的绝对值的均值，而K是用于估计该均值的收到码元的数目。信号和噪声估计器162还可估计收到码元分量的平均能量，如下五=^.￡{|少,2("1 + l少〗WI〉， 式(25)其中￡是这些收到码元分量的平均能量。信号和噪声估计器162可基于一种或以上映射方法将m和￡映射到a和CT2，映射方法可基于分析计算、计算机模拟、经验衡量等来确定。在一种设计中，基于第一分析函数将比率/ 2/￡映射到比率《/; ，并基于第二分析函数将 比率W/五映射到比率一/m2。可用硬件、软件、查找表等来执行映射。然后 可从a/m和(^/W来分别确定a和(j2，因为m是己知的。图7A示出a/m对mV五的标绘曲线710。标绘曲线710示出由于m趋近 2a，因此a/w对于高SNR收敛到0.5。- 图7B示出cr2/m2对m2/A的标绘曲线712。标绘曲线712示出o"2/w2对于 高SNR朝0.0减少。图7C示出0/w对/^/A的标绘曲线714。标绘曲线714示出0/w对于很宽 SNR范围靠近1.0。这暗示在例如信号和噪声估计器162等中的查找表里用少 数分槽实现的Ww函数甚至对低SNR也可获得对经比例縮放的阈值v精细的 表示。图8示出图1中的接收机150处的解码器170的设计的框图。在此设计中， 解码器no实现可对图2中所示的Turbo编码器使用的Turbo解码器。在解码 器170内，多路分解器810接收来自LLR计算单元160的比特/！、 /2、 ^和《2 的LLR，将这些数据比特的LLR~~LLR(《提供给最大后验(MAP)解码器 820a和820b，将来自第一组成编码器220a的奇偶校验比特的LLR——LLR{z} 提供给MAP解码器820a，并将来自第二组成编码器220b的奇偶校验比特的 LLR——LLR(z')提供给MAP解码器820b。MAP解码器820a接收来自多路分解器810的数据比特LLR——LLR{d}， 和第一奇偶校验比特LLR~~LLR{z}，以及来自码解交织器824的经解交织 的数据比特LLR。 MAP解码器820a基于编码器220a使用的第一组成码推导 这些数据和第一奇偶校验比特的新LLR。码交织器822根据在编码器120处使 用的码交织方案对来自解码器820a的数据比特LLR进行交织并提供经交织的 数据比特LLR。 MAP解码器820b接收来自多路分解器810的数据比特 LLR——LLR{z}，和第二奇偶校验比特LLR——LLR{z'}，以及来自码交织器 822的经交织的数据比特LLR。 MAP解码器820b随后基于编码器220b使用的第二组成码推导这些数据和第二奇偶校验比特的新LLR。码解交织器824对 来自解码器820b的数据比特LLR进行解交织并提供经解交织的数据比特 LLR。 MAP解码器820a和820b可实现BCJR MAP算法或较低复杂度的派生 算法、软输出Viterbi (SOV)算法、或本领域中所知的其它某种解码算法。MAP解码器820a和820b可执行多次解码迭代。在所有解码迭代都完成 之后，解码器830可对来自MAP解码器820a和码解交织器824的各数据比特 LLR进行组合以获得最终数据比特LLR。检测器830随后可对这些最终数据比 特LLR分片以获得对数据比特的硬判决并提供解码出的数据。如本文所述地推导出的LLR还可用于其它类型的解码器，诸如通常与巻 积编码器共同使用的Viterbi解码器。图9示出用于计算代码比特的LLR的过程900的设计。可获得关于经由 通信信道发送的传输的收到码元(框912)。该传输可包括来自QPSK或M-QAM 信号星座的调制码元，其中M可为16或更高。例如，调制码元可来自图3中 所示的16-QAM信号星座。代码比特的LLR可基于这些收到码元和至少一个LLR函数的分段线性逼 近来推导(框914)。收到码元可以是具有实分量和虚分量的复数值。如上所 述，可对收到码元的实分量和虚分量独立计算LLR^若用于这些调制码元的 信号星座允许。该至少一个LLR函数可包括用于第一代码比特——例如决定调制码元的实分量和虚分量的符号的符号比特——的第一 LLR函数。第一 LLR函数的分段线性逼近可包括用于输入值——^^ij如，乂.或力值——的三个范围的三个线性函数。这三个线性函数可具有关于输入值零——例如，如图5A中示出的 y, =0——的奇对称。可为每个第一代码比特基于相应的收到码元分量值例如乂或^值选择这三个线性函数之一。每个第一代码比特的LLR随后可基于为 该第一代码比特选择的线性函数——例如，如等式(22)和图6中示出的——来 推导。 一个或以上线性函数的斜率可基于信号和噪声估计——其可对应于"和 o"2——来决定。该至少一个LLR函数可包括用于第二代码比特——例如决定调制码元的 实分量和虚分量的幅值的幅值比特一一的第二 LLR函数。第二 LLR函数的分段线性逼近可包括用于输入值的两个范围的两个线性函数。这两个线性函数可 具有关于输入值零——例如，如图5B中示出的乂=0——的偶对称。可为每个第二代码比特基于相应的收到码元分量值例如力或&值选择这两个线性函数之一。每个第二代码比特的LLR可基于为该第二代码比特选择的线性函数—— 例如，如式(23)中示出的——来推导。每个线性函数的斜率和截点可基于信号 和噪声估计来确定。截点可与该第二 LLR函数的判决阈值相关并由其决定。该至少一个LLR函数的分段线性逼近的参数可基于收到码元来推导。这 些参数可包括信号振幅a和噪声方差cr2，其可如上所述地估计。这些参数还可 包括用于收到码元的比例因子2 /<72和经比例縮放的阈值^ = 4"2/^。这些参 数还可包括其它变量和/或量。一般而言，每个LLR函数的分段线性逼近可包括一个或以上线性函数， 例如，至少两个线性函数。用于每个LLR函数的(诸)线性函数可基于该LLR 函数的数学表达式来确定。代码比特的LLR可被解码以获得对经由通信信道发送的传输解码出的数 据(框916)。解码可取决于对该传输执行的编码。例如，可对LLR执行Turbo 解码——如果原先对此传输使用了 Turbo编码，以及可对LLR执行Viterbi解 码——如果先前对此传输使用了巻积编码。为明晰起见，已对图3中所示的16-QAM信号星座描述了 LLR计算技术。 一般而言，这些技术可用于各种信号星座，诸如QPSK、 4-PAM、 8-PSK、 16-QAM、 32-QAM、 64-QAM、 256-QAM等等。调制码元的各代码比特可与 不同的LLR函数相关联。例如，16-QAM调制码元的代码比特和^可与第 一 LLR函数相关联，16-QAM调制码元的代码比特/2和《2可与第二 LLR函数 相关联。可对每个LLR函数使用分段线性逼近。每个LLR函数可用一个或以 上线性函数来逼近。对给定LLR函数的分段线性逼近使用的线性函数的数目 可取决于该LLR函数的数学表达式，而其对于不同的LLR函数可能是不同的。 调制码元的不同代码比特的LLR可基于这些代码比特的LLR函数的分段线性 逼近来计算。本文描述的技术可用于各种无线通信系统和网络，诸如码分多址(CDMA) 系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA (SC-FDMA)系统、无线局域网(WLAN) 等等。术语"系统"和"网络"常被可互换地使用。CDMA系统可实现诸如通 用地面无线电接入(UTRA)、演进型UTRA (E-UTRA) 、 cdma2000等的无 线电技术。UTRA包括W-CDMA和时分同步CDMA(TD-SCDMA) 。 cdma2000 涵盖IS-2000、 IS-95和IS-856标准。TDMA系统可实现诸如全球移动通信系 统(GSM)等的无线电技术。OFDMA系统可实现诸如长期演进(LTE)(其 为E-UTRA的一部分)、IEEE 802.20、 Flash-OFDM⑧等的无线电技术。WLAN 可实现诸如正EE 802.11、 Hiperlan等的无线电技术。这些各种无线电技术和标 准是本领域公知的。这些技术还可用于下行链路和上行链路传输并且可在基站 和终端处实现。本文所描述的技术可藉由各种^段来实现。例如，这些技术可实现在硬件、 固件、软件、或其组合中。对于硬件实现，用于执行LLR计算的各处理单元 可实现在一个或以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字 信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、 处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子设备、设计成执行本文所述功能 的其它电子单元、计算机、或其组合内。对于固件和/或软件实现，可用执行本文中所描述的功能的模块(例如， 过程、函数等)来实现这些技术。固件和/或软件指令可被存储在存储器中(例 如，图1中的存储器182)并由处理器(例如，处理器180)来执行。存储器 可实现在处理器内部或处理器外部。固件和/或软件指令也可存储在其它处理器 可读介质中，诸如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、非易失 性随机存取存储器(NVRAM)、可编程只读存储器(PROM)、电可擦除PROM (EEPROM)、闪速存储器、压密盘(CD)、磁或光数据存储设备、等等。实现本文所述技术的装置可以是独立单元或可以是设备的一部分。该设备 可以是(i)独立集成电路(IC) ， (ii)包括用于存储数据和/或指令的存储器IC 的一组一个或以上IC， (iii)诸如移动站调制解调器(MSM)等的ASIC， (iv)可 嵌入在其它设备内的模块，(v)蜂窝电话、无线设备、手持机、或移动单元， (vi)等等。提供对本公开先前的描述是为使得本领域的任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域的技术人员来说都将是显而易见 的，且本文所定义的普适原理可被应用到其它变体而不会脱离本发明的精神或 范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例，而是应被授予与 本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。
权利要求
1.一种装置，包括处理器，其被配置成获得对经由通信信道发送的传输收到的码元并且基于所述收到码元和至少一个对数似然比(LLR)函数的分段线性逼近来推导代码比特的LLR；以及耦合到所述处理器的存储器。
2. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，每个LLR函数的分段线性逼 近包括至少两个线性函数。
3. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述至少一个LLR函数包括 用于第一代码比特的第一 LLR函数，并且其中所述第一 LLR函数的分段线性 逼近包括用于输入值的三个范围的三个线性函数。
4. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述第一代码比特决定在所 述传输中发送的调制码元的实分量和虚分量的符号。
5. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成为每个 第一代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述三个线性函数之一，并且基 于为每个第一代码比特选择的线性函数来推导该第一代码比特的LLR。
6. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成基于信 号和噪声估计来确定所述三个线性函数之一的斜率。
7. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述三个线性函数具有关于 输入值零的奇对称。
8. 如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述至少一个LLR函数包括 用于第二代码比特的第二 LLR函数，并且其中所述第二 LLR函数的分段线性 逼近包括用于输入值的两个范围的两个线性函数。
9. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第二代码比特决定在所 述传输中发送的调制码元的实分量和虚分量的幅值。
10. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成为每个 第二代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述两个线性函数之一，并且基 于为每个第二代码比特选择的线性函数来推导该第二代码比特的LLR。
11. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成基于信 号和噪声估计来确定所述两个线性函数中每一个的斜率和截点。
12. 如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成基于所述收到码元来推导所述信号和噪声估计。
13. 如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述两个线性函数具有关于 输入值零的偶对称。
14. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述收到码元是具有实分量 和虚分量的复数值，并且其中所述处理器被配置成对所述收到码元的实分量和 虚分量独立地来推导LLR。
15. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成解码所 述代码比特的LLR以获得对经由所述通信信道发送的传输解码出的数据。
16. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成对所述 代码比特的LLR执行Turbo解码以获得对经由所述通信信道发送的传输解码 出的数据。
17. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述传输包括来自M进制 正交振幅调制(QAM)信号星座的调制码元，其中M为16或更高。
18. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述传输包括来自16-QAM 信号星座的调制码元。
19. 如权利要求l所述的装置，其特征在于，所述处理器被配置成基于所 述收到码元来推导对所述至少一个LLR函数的分段线性逼近的参数。
20. 如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述参数包括信号振幅和 噪声方差。
21. 如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述参数包括用于所述收 到码元的比例因子和经比例縮放的阈值。
22. —种方法，包括获得对经由通信信道发送的传输收到的码元；以及基于所述收到码元和至少一个LLR函数的分段线性逼近来推导代码比特 的对数似然比(LLR)。
23. 如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述至少一个LLR函数包括用于第一代码比特的第一 LLR函数，其中所述第一 LLR函数的分段线性逼 近包括用于输入值的三个范围的三个线性函数，并且其中所述推导代码比特的 LLR包括为每个第一代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述三个线性函数 之一，以及基于所述为每个第一代码比特选择的线性函数推导该第一代码比特的 IXR。
24. 如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述至少一个LLR函数包 括用于第二代码比特的第二 LLR函数，其中所述第二 LLR函数的分段线性逼 近包括用于输入值的两个范围的两个线性函数，并且其中所述推导代码比特的 LLR包括为每个第二代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述两个线性函数 之一，以及基于为每个第二代码比特选择的线性函数推导该第二代码比特的LLR。
25. 如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述推导代码比特的LLR 包括对所述收到码元的实分量和虚分量独立地推导LLR。
26. 如权利要求22所述的方法，其特征在于，还包括 解码所述代码比特的LLR以获得对经由所述通信信道发送的传输解码出的数据。
27. —种装置，包括用于获得对经由通信信道发送的传输收到的码元的装置；以及 用于基于所述收到码元和至少一个LLR函数的分段线性逼近来推导代码 比特的对数似然比(LLR)的装置。
28. 如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述至少一个LLR函数包 括用于第一代码比特的第一 LLR函数，其中所述第一 LLR函数的分段线性逼 近包括用于输入值的三个范围的三个线性函数，并且其中所述用于推导代码比 特的LLR的装置包括用于为每个第一代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述三个线性 函数之一的装置，以及用于基于所述为每个第一代码比特选择的线性函数来推导该第一代码比特的LLR的装置。
29. 如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述至少一个LLR函数包 括用于第二代码比特的第二 LLR函数，其中所述第二 LLR函数的分段线性逼 近包括用于输入值的两个范围的两个线性函数，并且其中所述用于推导代码比 特的LLR的装置包括用于为每个第二代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述两个线性函数之一的装置，以及用于基于每个第二代码比特选择的线性函数来推导该第二代码比特的 LLR的装置。
30. 如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述用于推导代码比特的 LLR的装置包括用于对所述收到码元的实分量和虚分量独立地推导LLR的装 置。
31. 如权利要求27所述的装置，其特征在于，还包括 用于解码所述代码比特的LLR以获得对经由所述通信信道发送的传输解码出的数据的装置。
32. —种处理器可读介质，用于存储指令以 获得对经由通信信道发送的传输收到的码元；以及基于所述收到码元和至少一个对数似然比(LLR)函数的分段线性逼近来 推导代码比特的LLR。
33. 如权利要求32所述的处理器可读介质，其特征在于，所述至少一个 LLR函数包括用于第一代码比特的第一 LLR函数，其中所述第一 LLR函数的 分段线性逼近包括用于输入值的三个范围的三个线性函数，并且其中所述处理器可读介质进一步存储指令以为每个第一代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述三个线性函数之一，以及基于为每个第一代码比特选择的线性函数来推导该第一代码比特的LLR。
34. 如权利要求33所述的处理器可读介质，其特征在于，所述至少一个 LLR函数包括用于第二代码比特的第二 LLR函数，其中所述第二 LLR函数的分段线性逼近包括用于输入值的两个范围的两个线性函数，并且其中所述处理 器可读介质进一步存储指令以为每个第二代码比特基于相应的收到码元分量值选择所述两个线性函数之一，以及基于为每个第二代码比特选择的线性函数来推导该第二代码比特的LLR。
全文摘要
描述用于高效和准确地计算代码比特的对数似然比(LLR)的技术。一组代码比特可被映射到信号星座中的调制码元。该组中的不同代码比特可能与不同的LLR函数相关联。接收机获得对经由通信信道发送的传输收到的码元。接收机基于这些收到码元和至少一个LLR函数的分段线性逼近推导代码比特的LLR。每个LLR函数的分段线性逼近可包括用于一个或以上的输入值范围的一个或以上线性函数。接收机可为每个代码比特基于相应的收到码元分量值选择这些线性函数之一。接收机随后可基于为该第一代码比特选择的线性函数推导每个代码比特的LLR。
文档编号H04L25/06GK101595700SQ200780009342
公开日2009年12月2日 申请日期2007年3月14日 优先权日2006年3月14日
发明者J·西迪, R·桑德里森 申请人:高通股份有限公司