专利名称：带宽非对称通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，其包括至少一个具有用于以射频发射射频
OFDM信号的上行链路发射单元的终端，以及具有用于接收所述射频 OFDM信号的上行链路接收单元的接入点，所述OFDM信号经过正交频分 复用(OFDM)调制。此外，本发明涉及相应的通信方法以及用于这种 通信系统中的终端和接入点。
背景技术：
目前已知的所有无线通信系统要求接入点(移动电信系统中的基 站)和终端(移动电信系统中的移动站/终端)两者都工作于相同的带 宽下。这具有以下经济方面的负面影响不能由低功率和低成本终端 在成本和功率消耗方面有效地使用高速空中接口 。由于这种传统的设 计，不同的空中接口必须用于不同功率和成本类别的终端，以便处理 不同的带宽、功耗、比特率和成本要求。例如，Zigbee用于甚低功率、 低成本和低速度设备(例如无线传感器)，蓝牙用于无线个域网(WPAN ) 应用，以及802. 11b/g/a用于无线局域网(WLAN)应用。
正交频分复用(OFDM)系统传统上基于发射器中的逆离散傅立叶 变换(IDFT)以及接收器中的离散傅立叶变换(DFT)，其中IDFT和 DFT的尺寸大小是相同的。这意味着如果接入点(AP)正在使用N点 DFT/IDFT (即具有N个副载波的OFDM)，那么移动终端(MT )也必须 使用N点DFT/IDFT。即使在其中依照应用的瞬时数据速率动态地将数 据调制的副载波分配给MT的多速率系统中，MT侧的DFT/IDFT的尺寸 仍然固定为AP侧的IDFT/DFT的尺寸。其结果是，即使MT每时间单位 具有少得多的要发送的用户数据，RF前端带宽、ADC/DAC (模数转换器 /数模转换器)以及基带采样率对于AP和MT也总是相同的。这使得在 实践中高吞吐量AP/基站支持甚低功率、低成本和小尺寸的设备成为不 可能
发明内容
本发明的目的是提供通信系统、相应的通信方法以及在其中使用 的终端和接入点，通过其可以降低实现的复杂度。
依照本发明，这个目的是通过如权利要求1所述的通信系统以及
如权利要求2所述的通信系统来实现的，如权利要求1所述的通信系 统的特征在于，所述上行链路发射单元的带宽以及发射的射频0FDM信 号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽，如权利要求2所述的通 信系统的特征在于，所述下行链路发射单元的带宽大于所述下行链路 接收单元的带宽，并且该下行链路发射单元适于产生和发射带宽比该 下行链路发射单元的带宽小并且等于所述下行链路接收单元的带宽的 射频0FDM信号。
权利要求6-30中限定了依照本发明的终端、接入点和通信方法。 从属权利要求中限定了终端和接入点的优选实施例。应当理解，可以 以如终端和接入点的从属权利要求中所限定的相同或相似的方式来开 发所述通信系统和方法。
相比于已知的通信系统设计，在提出的通信系统设计中进行了范 式转变(paradigm shift)。通过利用OFDM的特殊性质并且将OFDM 与其他技术相结合，首次使得高带宽接入点(基站)可以支持不同带 宽类别的(移动)终端成为可能。例如，1000美元的1Gbps @ 100MHz 接入点可以与200美元的500Mbps @ 50MHz多媒体设备以及与1美元 的64kbps (^10kHz无线传感器并行地进行通信。
与其中AP和MT对于上行链路发射单元和上行链路接收单元使用 相同的带宽——特别是在所述单元中使用相同尺寸的DFT/1DFT——的 传统OFDM系统设计不同的是，依照本发明提出的新设计允许MT具有 与AP相同或者更小的带宽，特别是允许MT使用与AP相同或者更小尺 寸的DFT/IDFT。类似地，对于下行链路而言，本发明允许AP与具有和 AP相同或者更小的带宽一一特别是具有和AP相同或者更小尺寸的 DFT/IDFT——的MT进行通信。
为了解释这一点，首先应当回忆N点DFT产生副载波-N/(2Ts)和 N/(2TS)-1之间的离散频谱，其中L为OFDM符号速率，N为DFT/IDFT 的尺寸。正的最高频率副载波N/(2Ts)没有被包括在内，因为DFT代表 周期性频谱。然而，通过对利用DFT/IDFT的新性质以便建立分裂性 (disruptive) OFDM系统的研究，已经发现了 DFT/IDFT的新性质，其现在由以下两个引理来概括。
引理1:令Xt,(k)和Xu(k)分别表示发射器和接收器的DFT频谱系 数，其中发射器使用采样率为F"的Nt,点IDFT来产生带宽为Ftx/2的 OFDM信号x (t)，并且接收器使用采样率为Frx的^点DFT来解调所接 收的信号x(t)。如果N,Ftx/f^2t、 Nrx=F /fA=2r、 r>t并且L= Nrx/Ntx^， 那么对于0^Ntx-l, Xrx(kXXtx(k)成立，并且对于Nt^k《Nrx-l， Xri(k)=0成立，其中fA为副载波间距，其对于发射器和接收器二者都 被设置成相同。这里，引理l是上行链路带宽非对称性的理论基础。
引理2:令Xtx (k)和X (k)分别表示发射器和接收器的DFT频谱系 数，其中发射器使用采样率为Ft,的N"点IDFT来产生带宽为Frx/2的 OFDM信号x(t)，并且接收器使用采样率为F"的Nr,点DFT来解调所接 收的信号x(t)。如果N"《/f,21、 Nrx=Frx/fA=2r、 t>r并且I^N,"N屮， 那么对于0《k《Nrx-1， X"(k)= Xtx(k)/L成立，其中fA为副栽波间距， 其对于发射器和接收器二者都被设置成相同。这里，引理2是下行链 路带宽非对称性的理论基础。
现在，利用引理l，可以建立新类型的OFDM系统，其AP使用单次 l点DFT或FFT来对在不同MT中利用Ntx」A IDFT或IFFT进行了 OFDM 调制的不同带宽的OFDM信号进行解调，其中i为MT的标号。唯一优 选的约束为，副栽波间距G对于AP和MT 二者都是相同的，并且 Ntxi-2( \ Nrx=2r、 rkt丄
现在，利用引理2，可以建立新类型的OFDM系统，其AP可以使用 单次Ntx点IDFT或IFFT来对不同带宽的OFDM信号进行调制。这些信 号将由不同带宽的MT通过使用N —i点DFT或FFT来进行解调，其中i 为MT的标号。唯一优选的约束为，副载波间距fA对于AP和MT二者都 是相同的，并且Ntx-2t、 Nrii=2ri、 di。
应当注意，为了证明简单起见，上述引理1和2的常规DFT标号 规则没有被使用，而是假设标号k从最负的频率(k=0)到最正的频率 (k-Ntx或Nu)。然而，在以下描述中，再次假设常规的DFT标号。
更小的DFT尺寸(一般而言更小的带宽)意味着更低的基带和RF 前端带宽，其又意味着更低的基带复杂度、更低的功耗以及更小的终 端尺寸。对于极端的情况而言，MT只使用AP的两个最低频率副栽波 f。和f\，因而可以是甚低功率且廉价的。因此，所述带宽非对称通信系统基于新的OFDM系统设计，其特别地通过对于所有多带宽终端共享 一个DFT或FFT运算而在接入点中导致低实现复杂度。
从属权利要求中限定了本发明的优选实施例。权利要求3和27在 带宽、符号长度和保护间隔方面限定了所述通信系统的实施例。权利 要求9-11限定了终端的上行链路发射单元的实施例，权利要求17-21 限定了接入点的上行链路接收单元的实施例，权利要求12-15以及权 利要求22-26限定了下行链路发射单元和下行链路接收单元的相应实 施例。
如依照权利要求4和5中所述的有利实施例所提出的，如果接入 点定期地或者根据到达/来自不同移动终端的要求发送或接收前导，那 么就可以提高所述新系统的性能。在该实施例中，引入了一般的下行 链路和上行链路前导设计要求，并且提出了满足该要求的用于不同带 宽MT的一组特定前导序列。
当实践中(例如对于5GHz频带)引入依照本发明提出的带宽非对 称OFDM系统时，该系统必须与实践中可能存在的已经在相同频带下使 用的已知传统OFDM系统(例如IEEE802. lla和IEEE802. lln系统)共 存。此外，可能存在AP可以支持所述新OFDM系统和已经存在的传统 系统二者的用户站的强烈要求。因此，权利要求28-30中提出了依照 本发明的接入点的另外的实施例，甚至处于相同的频带中，其将允许 AP可以可替换地工作于所述系统模式之一下，或者并发地工作于两个 系统模式下。优选地，除了支持所述新的带宽非对称OFDM系统的用户 站之外，以上限定的发射器和接收器体系结构的功能框还由AP重新用 来支持传统0FDM系统的用户站(MT)。
现在将参照附图更加详细地解释本发明，在附图中 图1示出了用于上行链路的发射器体系结构的框图 图2和3示出了用于上行链路的发射器中的信号流 图4示出了用于上行链路的接收器体系结构的框图 图5和6示出了用于上行链路的接收器中的信号流 图7示出了用于下行链路的发射器体系结构的框图 图8-10示出了用于下行链路的发射器中的信号流;
12图11示出了用于下行链路的接收器体系结构的框图12示出了用于下行链路的接收器中的信号流；
图13示出了不同的带宽类别如何共用不同的频谱系数；
图14示出了前导设计的一个实例，其以用于具有12个样本的最
大带宽类别的Gold序列开始；
图15示出了用于上行链路的具有前导插入的发射器体系结构的实
施例的框图16示出了用于下行链路的具有前导插入的发射器体系结构的实 施例的框图17示出了用于上行链路的接收器体系结构的实施例的框图，其 允许交替地与现有通信系统一起使用；
图18示出了用于下行链路的发射器体系结构的实施例的框图，其 允许交替地与现有通信系统一起使用；
图19示出了用于上行链路的接收器体系结构的实施例的框图，其 允许并发地与现有通信系统一起使用；以及
图20示出了其中可以使用本发明的通信系统的筒单框图。
具体实施例方式
用于上行链路发射器的总体布局
已知上行链路同步对于任何OFDM系统而言非常具有挑战性。对于 带宽非对称OFDM而言，这个问题甚至更加严重，因为在实际的实现方 式中，接入点和不同的终端中的采样率和低通滤波器之间的失配将进 一步增大失去同步的程度。在OFDM系统中，术语"同步，，涵盖了时钟 同步、频率同步、相位同步和定时同步。 一般而言，当提到定时同步 时，应当考虑OFDM符号和帧同步二者。根据以下描述的实施例应当明 白，借助于创新性技术组合，使得依照本发明的通信系统对于频率、 相位、时钟和定时的实际抖动是稳健的。常规的MC-CDMA系统在副载 波上进行扩频，这要求良好的频率同步、时钟同步和定时同步以及非 常小的多普勒(Doppler)频移，以便维持扩频码之间的正交性。虽然 已知ICI不会破坏扩频码之间的正交性，但是如果所述扩频不在副载 波上进行，而是顺着每个副载波进行，那么在AP中通常仍然需要来自 不同终端的信道编码符号之间的定时同步，以便确保来自不同终端的扩频码之间的正交性。
本发明总体上涉及一种通信系统，其包括至少一个接入点，例
如电信网络中的z基站；以及至少一个终端；例如电信网络中的至少一
个移动电话。虽然一般而言在已知的通信系统中与接入点关联的终端 必定需要具有相同的带宽，以便能够彼此通信，但是在依照本发明的
系统中却不需要这样。令第k个带宽类别的终端被限定为这样的终端 类别其FFT/IFFT只有21个系数并且其基带采样率为2kfA， &为副载 波距离，那么对于上行链路而言，L=Nrx/Ntx21成立，其中N^2、
图1示出了用于上行链路的发射器体系结构的框图，即依照本发 明的特定带宽类别的用户终端(MT)的上行链路发射单元1的示意性 布局，其用于基本的非对称0FDM通信系统。 一旦接收到应用数据，信 道编码器和交织器10 (—般称为上行链路符号发生装置)产生复数 (I/Q)值信道编码数据。应当指出的是，实数值符号在这里被视为虚 部Q分量为零的复数值数据符号的特例。副载波映射器ll从信道编码 器和交织器10获得m个信道编码数据符号，其中m小于或等于Nu tx, Nu tx为所述终端的特定于带宽类别的IFFT的尺寸。
Al表示副载波映射器11的输入矢量，其包含作为其分量的m个符 号。所述终端可以与接入单元(未示出)协定公共的伪随机序列，以 便对Al的m个数据符号到IFFT的Nu tx个副载波中的m个副载波的映 射进行改变。作为分集增益与计算要求之间的折衷，副载波映射的改 变不是一个OFDM符号接一个OFDM符号地进行的，而是一个时隙接一 个时隙地进行的。在每个时隙内，Nu)个副载波中相同的m个副载波用 于每个输入矢量Al。
像在常规OFDM系统中一样，要求位于IFFT的第Nu.tx/2个系数周围 并且代表OFDM符号中的最高频率副载波的全部Nutx个副载波中的小部 分不用于通信。这是因为时域中的功率成形滤波器将导致调制信号频 谱的扩展，并且如果不采用这种措施的话，将引入ICI。此外，通常也 不发射DC副载波。因此，这些未使用的副载波的FFT系数被设置为零。
这样构造的Nu，个FFT系数是副载波映射器11的输出Bl，其在 IFFT单元12中经历K,点IFFT，以便产生最大带宽Nu txf^的OFDM符 号。可选地，由于信道(例如TDD信道)的互易性，因此可以在IFFT 之前通过利用下行链路信道估计来执行预均衡化。在IFFT之后，在保护时段插入单元13中通过OFDM符号的分数循 环扩展来插入保护时段(GP)。为了对于所有不同的终端带宽类别实 现统一的OFDM解调结构体系，该保护时段优选地对于所有终端都是相 同的。
GP插入单元13之后是限制带外发射功率的功率成形滤波器14以 及对于带宽Nu tx fA被优化的常规数模转换器(DAC ) 15和RF前端(RF 发射单元)16。
信道编码器和交织器10以及副栽波映射器11也统称为0FDM编码 装置，该OFDM编码装置和IFFT单元12也统称为0FDM调制装置。
为了说明上述方案中的信号流，假设信道编码器和交织器10处的 输出数据序列为A(l), A(2), A(3)， A(4), A(5),...，(其中A(k)=(a—l(k), a—2(k), ...a—m(k))T)为具有m个复数分量的矢量。每个分量a一i(k)的实部 和虚部分别代表信道编码数据符号的I分量和Q分量。序列A(k)优选地 存储在信道编码器和交织器10的输出FIFO队列中，并且在需要时将 由副载波映射器11读出。
对于信道编码器和交织器10的每个输出矢量A(k)而言，副载波映 射器11将其m个分量a i(k), Fl,..m映射到所考虑终端的发射器的Nu tx 个副载波中的m个上。可以不使用DC副载波和某些具有正负号的最高 频率的副载波。图2中示出了副栽波映射器11中针对111=1()的一种可 能的映射。
每个这样构造的输出数据符号B(k)是频域中的OFDM符号。Nutx 点IFFT变换器12将所述频域OFDM符号变换成时域OFDM符号。GP插 入器14向所述时域OFDM符号添加从所述时域OFDM符号的后Nutxgp个 样本或者Nutxgp个零值样本中取出的循环前缀。图3示出了将循环前 缀添加到所述时域OFDM符号。
这样构造的具有保护时段的OFDM符号经历用于功率成形的数字低 通滤波。可以以比所述时域OFDM符号的采样率更高的采样率来对该功 率成形LPF 14进行采样，或者不对其进行采样。
用于上行链路接收器的总体布局
图4示出了用于上行链路的接收器体系结构的框图，即依照本发 明的接入点UP)的上行链路接收单元4的示意性布局，其用于基本的非对称0FDM通信系统。被设计用于最大带宽Nu re &的常规RF前端 40和模数转换器(ADC) 41与终端的带宽类别无关地接收来自特定带 宽类别的终端的RF 0FDM信号。对于这里示出的实施例而言，假设相
同带宽或不同带宽的不同终端不能无冲突地同时与接入点进行通信。 ADC 41可以进行过采样以便支持后续的数字低通滤波器(LPF)22，
所述数字低通滤波器22的边缘频率被设计用于最大带宽Nu，fA，而不 是被设计用于特定于终端的带宽NutxfA。时域中的数字LPF 42对于所 有带宽类别是共用的。如果ADC 41进行过采样以便支持数字LPF 42， 那么该数字LPF将进行相反的欠采样以便恢复所需的共同的(最大) 接收器采样率NurefA。
在数字LPF42之后，在符号时间同步的假设下，将从进入的比特 流(即基带OFDM信号)中提取包含GP块的正确的0FDM符号。特定于 终端的时域频率/相位/定时偏移估计器43基于前导中的特殊比特模式 执行频率、相位和定时采集和跟踪。如果发射器和接收器之间的准同 步由其他装置维持，那么可以移除该时域频率/相位/定时偏移估计器 43。
在时域频率/相位/定时偏移估计器43之后，由GP移除器44移除 保护时段，并且其余的Nu,个样本利用Nu 点FFT单元45进行与带宽 类别无关的FFT，以便获得频域OFDM信号。
在与带宽类别无关的FFT之后，执行特定于带宽类别和终端的操 作。首先，从Nu，个FFT系数中提取出特定于终端的副载波，这在开 窗&混合单元46 (—般称为上行链路重构单元)中完成。如果发射器l 中的功率成形滤波器14是理想的(这将保证接收器4处的无ISI (码 间干扰)接收)，那么Nu 点FFT的前Nu tx/2个系数将完全代表具有 正号的Nu tx/2个最低频率的副栽波(包括DC )，并且艮 点FFT的后 Nu tx/2个系数将完全代表所述OFDM信号中具有负号的Nu tx/2个最低频 率的副载波。这意味着对于所考虑的带宽类别而言，以下开窗操作独 自能够从全部Rrx个FFT系数中提取出化tx个副载波(MT表示终端， AP表示接入点)
如果0 S i 2NU tx/2 -1 ，那么E4MT (i) = F4AP (i);
如果Nu—tx/2 S i SNU—tx-1 ，那么E4MT (i) = F4AP (Nu—rx - Nutx + i)。
图6中示出了这种映射。在上面，F4AP (i)表示Nu 点FFT之后接入点中获得的笫i个FFT 系数，E4MT(0表示在所考虑带宽类别的终端中产生的第i个FFT系数。
然而，在实际的系统中，所述发射器中的功率成形滤波器14 (参 见图1)不是理想的。通常，应用(根升余弦)RRC或RC (升余弦)滤 波器，其将所使用的副载波的原始OFDM频谱扩展到相邻的频带，这将 导致所接收的有用信号能量扩散到与图6中前Nutx/2个和后KJ2个副 载波不同的其他副载波。因此， 一般而言，需要应用开窗和混合操作， 而不是应用以上针对所讨论的理想情况的简单开窗操作。
因此，在一个优选的实施例中，特定于带宽类别的开窗&混合单元 26从图4中的Nu，点FFT单元45的Nu，个FFT系数F4,p中选择出前 K/2个FFT系数和后K/2个FFT系数，其中Nu tx^^Nu rx。在接收器中， 通过对这K个FFT系数进行线性或非线性滤波运算来重构来自所考虑 终端的所发射的OFDM符号的第i个FFT系数E4MT(i)。 一般而言，该运 算可以表示为
对于满足(Km^K/2-l, Nu rx-K/2SnS Nu rx-l的所有m、n，E4MT(i) = function (F4AP (m), F4AP(n))。
如果终端发送前导和/或导频音(pilot tone),那么特定于终端 的频域频率/相位/定时偏移估计器47被提供用于执行频域中的另 一个 频域频率/相位/定时偏移估计。所述频域频率/相位/定时偏移估计器 47也利用来自时域频率/相位/定时偏移估计器43的结果以便增加该 估计的精度和置信度。此外，提供了频率/相位/定时偏移补偿器48, 其利用所考虑终端的最终的频率/相位/定时估计结果以便补偿E4MT (i) 中调制的副载波的偏移。此外，接入点可以通过下行链路信道中传送 的控制信息将这些最终的频率/相位/定时偏移估计结果反馈回到终 端。
在信道均衡器49中，对频率/相位/定时偏移补偿器48的输出矢 量D4进行特定于终端的信道均衡化，这是因为在清除了频率/相位/定 时偏移之后，其结果对于D4而不是E4mt(0更加可靠。信道均衡器49 产生输出矢量C4，其包含所述终端的所有可能的副栽波。由于信道均 衡器49之后的数据C4仍然受到噪声和干扰的影响，因而通常可以应 用特定于终端的数据检测器50 (例如MLSE)来对用于每个使用的副载 波的解调结果进行统计优化。统计优化的检测结果B4被提供给副载波
17解映射器51，其重构出m个数据符号(即复数值信道编码符号)作为 用于所考虑终端的A4的分量。最后，这些数据符号在信道解码器和解 交织器52中经过解交织和信道解码以便获得原始的上层数据信号。
重构单元46、副栽波解映射器51以及信道解码器和解交织器52 也统称为上行链路OFDM解码装置，FFT单元55和该OFDM解码装置也 统称为上行链路OFDM解调装置。
接下来，将解释上述方案中的信号流。由于与终端中的发射器相 比，在接入点中接收器40具有更高的带宽并且基带具有更高的采样率， 因而接收的具有保护时段的时域OFDM符号一般地将包含Nurx+Nurxgp 个采样点，其中Nurx/Nutx = Nurxgp/Nutxgp = 2k。然而，该时域OFDM符号 及其保护时段的绝对持续时间与终端中的发射器产生的相同，这是因 为接收器是以2k倍的更高速率而被采样的。
如图5所示，GP移除器44从每个具有保护间隔的时域0FDM符号
中移除Nur、gp个在前的样本。
Nu ^点FFT变换器45将没有保护时段的时域0FDM符号变换成频域
中的OFDM符号。通过如图6所示从Nu k点FFT的Nu,个频谱系数中取 出前Nu tx/2个样本和后Nu tx/2个样本来重构所述终端发射的原始Nu tx 个OFDM副载波，或者通过更加复杂的频域滤波运算来重构所述终端发 射的原始Nu，个OFDM副栽波。
这样重构的基于MT发射器FFT窗的OFDM符号首先经历频率/相位 /定时偏移补偿、信道均衡化和数据检测方面的处理。接着，副载波解 映射器51将每个频域OFDM符号B(k)的m个重构的数据副载波映射成 m个信道编码数据符号a一l(k), a—2(k), ... a—m(k)，以便由信道解码器和解 交织器52进行进一步的处理。
用于下行链路发射器的总体布局
接下来，将解释用于下行链路的发射器和接收器结构体系的实施 例。令第k个带宽类别的终端被限定为这样的终端的类别其FFT/IFFT 只有Nd」广2k个系数，并且其基带采样率为NdrxfA。令接入点中的OFDM 采样率为NdtxfA，其中Ndtx为用于OFDM调制的FFT引擎的尺寸，那么
对于下4亍链路而言，！^Ndtx/Ndrx^l成立。
图7示出了用于下行链路的发射器体系结构的框图，即依照本发明的接入点的下行链路发射单元7的示意性布局，其用于基本的非对 称OFDM通信系统，与图1中示出的么行链路发射器框图非常相似。图 7的框7，只包含特定于终端(从而带宽)的操作。
前两个框即信道编码器和交织器70 (—般称为下行链路符号发生 装置)以及副载波映射器71与图1中的相应框10和ll相同。对于特 定带宽Nd」xfA的每个接收终端而言，该副载波映射器将来自信道编码器 和交织器70的m个信道编码(复数值0FDM)数据符号A7映射到最大 aNd，个OFDM副栽波，以便获得频域OFDM源信号B7，其中0<ct<l反映 如下事实不应当使用既具有正号又具有负号的最高频率副载波的小 部分以及可能还有DC副载波，以便避免由发射器和/或接收器中可能 的非线性造成的ICI。
此外，可以在FFT频谱域中对副载波映射器71的输出B7施加预
均衡化操作以及可选的LPF单元72中的特定于带宽类别的功率成形滤
波，以便为到达所考虑终端的被估计信道进一步改善发射的特定于带 會M OPDVMt吾沾瓶i基,W:^.从而竑媒鹼^ r.7
由于在图7中Nd)点FFT的常规FFT系数标号规则与所有终端的 带宽无关地用于这些终端，因而通常需要对从特定于终端的副载波映 射器单元71得到的特定于带宽的FFT标号重新进行排序，以便所有带 宽类别的公共IFFT满足放大的FFT窗中的频率对应性。因此，由标号 移位器73 (—般也称为构造单元)实现由图4的单元46执行的以及如 图6所示的副载波重新排序过程，但是与以上针对上行链路发射所解 释的重构过程相比，以相反的方向来进行该操作。
在这个重新排序过程之后，在IFFT单元74中为所考虑的终端产 生Nd)维FFT矢量，其至多只包含要由该终端接收的前Nd」x/2个和后 Nd，/2个非零频谱系数。在该实施例中，处于中间的FFT系数通常被设 置为零。
标号移位器73之后的操作是与带宽类别无关的。图7中的所有这 些公共的单元74-78只是以常规的方式被设计用于Nd，点IFFT，其相 应于最大的系统带宽Nd txfA。
信道编码器和交织器70、副载波映射器71以及标号移位器73也 统称为下行链路0FDM编码装置，该下行链路OFDM编码装置和IFFT单 元74也统称为0FDM调制装置。类似于图1，为了说明图7的方案中的信号流，假设信道编码器和 交织器70处的输出数据序列为A(l), A(2), A(3), A(4)， A(5),(其中 A(k)=(a—l(k), a—2(k), ...a—m(k))T)为具有m个复数分量的矢量。每个分量 a—Kk)的实部和虚部分别代表信道编码数据符号的I分量和Q分量。序 列A(k)优选地存储在信道编码器和交织器70的输出FIFO队列中，并 且在需要时将由副载波映射器71读出。
对于信道编码器和交织器70的每个输出矢量A(k)而言，副载波映 射器71将其m个分量a—i(k), Fl,..m映射到所考虑MT的接收器的Nd rx 个副载波中的m个副载波上。可以不使用DC副载波和某些具有正负号 的最高频率的副载波。图8中示出了副载波映射器71中针对m-lO的 一种可能的映射。
副载波映射器71的每个这样构造的输出数据符号是关于FFT标号 的频域OFDM符号，其基于所考虑的MT接收器。由于该特定于带宽类 别的OFDM符号的频谱在实际发射期间可能被扩展，因而可以应用预防 性功率成形LPF 72来逐渐降低OFDM符号频谱的边缘处的功率。图9 中示出了一种可能的功率成形LPF函数。
在功率成形LPF 72之后，标号移位器73将基于MT接收器的FFT 标号重新映射到基于AP发射器的FFT标号，其FFT尺寸Nd，大于MT 接收器的FFT尺寸Ndre。通过以下操作来实现该重新映射将基于MT 接收器的FFT窗的前Nd^/2个副载波分配给基于AP发射器的FFT窗的 前Nd re/2个标号，并且将基于MT接收器的FFT窗的后Nd」x/2个副载波 分配给基于AP发射器的FFT窗的后Ndrx /2个标号。图10中示出了这 个操作。
用于下行链路接收器的总体布局
图11示出了用于下行链路的接收器体系结构的框图，即依照本发 明的特定带宽类别的用户终端的下行链路接收单元11的示意性布局， 其用于基本的非对称OFDM通信系统。
被设计用于特定于终端的带宽Nd， fA的常规的RF前端110、常规 的ADC 111以及常规的数字低通滤波器112接收来自接入点的混合RF OF脂信号、将这些信号转换成数字格式并且滤除不希望的带外信号。 数字LPF 112之后的数字信号只包含最小带宽到带宽Ndre乙的信道编码符号，所述带宽Nd，fA是所考虑的终端的带宽。如果前导被发送到所
考虑的终端，那么时域频率/相位/定时偏移估计器113基于前导中的 特殊比特模式执行频率、相位和定时采集和跟踪。在时域频率/相位/ 定时偏移估计器113之后，在GP移除器114中移除保护时段，并且其 余的Nd ,x个样本在FFT单元115中经历常规的Nd 点FFT。 Nd 点FFT 单元115的输出矢量Ell (频域0FDM信号)包含高达所考虑终端的带 宽的副载波。
如果接入点发送公共的或者特定于终端的导频，那么频域频率/相 位/定时偏移估计器116可以执行另一个频域频率/相位/定时偏移估 计。可以构造前导，使得它也携带用于信道估计以及附加的频域频率/ 相位/定时跟踪的导频。所述频域频率/相位/定时偏移估计器116也利 用来自时域频率/相位/定时偏移估计器113的结果以便增加该估计的 精度和置信度。频率/相位/定时偏移补偿器117利用所考虑终端的最 终的频率/相位/定时估计结果以便补偿频域OFDM信号Ell中调制的副
载波的偏移。
其后，在信道均衡器118中，对频率/相位/定时偏移补偿器117 的输出矢量D5进行信道均衡化，这是因为在清除了频率/相位/定时偏 移之后，其结果对于Dll而不是Ell更加可靠。信道均衡器118产生 输出矢量Cll，其包含所述终端的所有可能的副载波。由于信道均衡器 118的输出矢量Cll仍然受到噪声和干扰的影响，因而通常可以应用数 据检测器119 (例如MLSE)来对用于使用的副载波的每个连接的解调 结果进行统计优化。
统计优化的检测结果被提供给副载波解映射器120，其重构出m个 复数值信道编码符号作为用于所考虑终端的All的分量。最后，这些 信道编码符号在信道解码器和解交织器121中经过解交织和信道解码 以便获得原始的上层数据。
副载波解映射器120以及信道解码器和解交织器121也统称为下 行链路OFDM解码装置，FFT单元115和该OFDM解码装置也统称为下行 链路0FDM解调装置。
MT接收器是常规的0FDM接收器。在可以以高于BW=Nd，fA的速率 向其施加时钟的ADC lll之后，执行数字低通滤波112。如果ADC 111 进行过采样，那么数字LPF 112之后还有欠采样到所需的带宽NdKfA。如图12所示，GP移除器54从具有保护时段的每个时域0FDM符号 中移除Nd re gp个在先的样本。
Nd，泉FFT变换器115将没有保护时段的时域OF固符号变换成频 域中的OFDM符号。在频率/相位/定时偏移补偿、信道均衡化和数据检 测之后，副载波解映射器120将每个频域OFDM符号B(k)的m个重构的 所用副载波映射成ffl个信道编码数据符号a—l(k), a—2(k), ... a—m(k)，以便 由信道解码器和解交织器121进行进一步的处理。
在下文中，将对上面详细描述的依照本发明的一般通信系统的另 外的实施例进行详细解释。
前导设计
首先，将对在从AP到属于特定带宽类别的MT的下行链路传输中 或者在自属于特定带宽类别的MT到AP的上行链路传输中使用前导的 实施例进行解释。
众所周知，OFDM系统需要前导来允许实现发射器和接收器之间的 频率/时钟同步、相位同步和定时同步，这对于良好的性能是非常重要 的。前导的处理发生在上行链路和下行链路接收器的时域频率/相位/ 定时偏移估计器和/或频域频率/相位/定时偏移估计器中。对于各种类 型的同步，存在多种不同的利用前导的方法。
由于在依照本发明的上述带宽非对称OFDM系统中AP必须支持不 同带宽的MT，因而常规前导设计范式的直接应用可能导致用于不同带 宽类别的前导的独立的产生和处理。这将意味着更多的基带处理以及 作为开销的增加的系统控制数据量。在下文中，将解释协调的前导设 计方法，根据该方法可以避免这些缺点。
所提出的带宽非对称OFDM系统中的AP支持不同带宽的MT。令第 k个带宽类别的MT被限定为这样的MT类别其FFT/IFFT只有^个系 数并且其FFT/IFFT采样率为2kfA，其中^为副载波间距，其对于AP和 MT 二者都被设置成相等。不失一般性，AP的FFT/IFFT采样率等于属 于最高带宽类别的MT的采样率。
根据帕塞瓦尔(Parseval)定理
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频域中具有良好自相关性质的OFDM前导在时域中也将具有良好的自相关性质。这就是在大多数实际实现方式中IEEE802. lla系统的前导基 于具有良好频域自相关性质的短同步序列和长同步序列，而在时域中 完成同步操作本身的原因。
令AP中的FFT单元的尺寸为N=2kmax。这N个频谱系数在物理上代
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使用该整个频谱上的FFT系数。图13示出了不同的带宽类别如何共用
不同的频谱系数。频谱系数的频率越低，使用它们的带宽类别就越多。
由于不同带宽的MT使用其重叠频谱内的副载波，因而现存在设计 一组具有协调的框架结构的前导序列Pr(i)以便不同带宽的MT使用的可 能性。对于单个用户接入的情况而言，前导的带宽必须与该用户的带 宽匹配。当然，可以发送带宽大于接收用户的带宽的下行链路前导。 但是，接收用户的带宽之外的能量被浪费掉了，这导致发射功率的使 用效率不高。因此，对于上述单个用户的情况而言，在每个前导的带 宽与相应带宽类别的带宽匹配的同时，优选地建议使用 一组以下所示 的协调框架结构的前导。
概而言之，应当满足以下要求以便获得具有协调的框架结构的那 组前导序列
a)所述组中笫k个前导的Mk个样本(通常称为码片(chip)) 的每一个Pr k(i)， i=0,..M—k-l应当^皮分配给第k个带宽类别的唯——个副 载波。在所述组中的不同前导的码片总数之间存在一定关系。如果具 有2k个副载波的第k个带宽类别的前导Pr k(O包含Mk个码片，那么具 有2k+1个副载波的第k+l个带宽类别的前导Pr一k+l(i)应当包含2Mk个码 片，即Mk+1=2Mk。 Pr—k+l(i)的前Mk个码片应当与Pr k(i)的Mk个码片分 配给相同的副载波。
b )对于要考虑的包含Nmin=2kmin个最低频率FFT系数的最小带宽类 别而言，落入最小带宽类别的带宽中的Pr一kmin(i)的码片应当具有良好 的自相关性质。这意味着存在足够的码片(比如>4)落入最小带宽类 别中。
c )对于分别包含2kl个和2^个FFT系数并且k户k2〉k,的两个带宽 类别k,和k2而言，落入第k,个带宽类别中的Pr—kl(i)的码片的自相关性 质应当优于落入第k2个带宽类别中的Pr一k2(i)的码片的自相关性质，或 者与之相同。这是因为第k,个带宽类别的Pr一kl(i)比第k2个带宽类别的Pr—k2(i)包含更多的码片。
d )落入相同带宽类别中的任何两个不同前导Pr, (i)和Pr2(i)的样本应 当彼此正交。
遵循这些设计要求并且假设最低带宽类别将包含足够的FFT系数， 比如N匪-16，那么优选地建议使用长度为M—k的正交Gold码作为第k 个带宽类别的专用前导，像例如在L.Hanzo, M.Muenster， B,J.Choi, T. Keller的著作"0醒and MC-C腿for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting" (John Wiley & Sons, 2004年6月)中所描述的那样，在所述著作中描述了这样的正交Gold 码。然而，任何具有良好自相关性质以及可能的2k长度的其他代码族 也可以用作不同带宽类别的前导。在下文中，将给出一组不同长度Gold 码的实例，其示出每个Go 1 d序列的样本如何被分配给相应带宽类别的 所选副栽波。
假设kmax为最大带宽类别的标号，N,为最大带宽类别中的副载波
的数量。令最大带宽类别的Gold序列为Pr kmax(i)，其一般具有长度 Mtoax=2mmax，其中Mkma^N隱。令不同带宽类别的数量为Q=2q，q<m，并 且k自为最小带宽类别的标号。从最小带宽类别开始，以下连续的设计 规则适用
a )最小带宽类别应当包含Go 1 d序列Pr—kmax(i)的前Mtoin= Mkmax /Q 个样本。这Mk^个样本可以等距或不等距地被分配给可以依照希望的 单独的系统设计而选择的最小带宽类别的Nmm=2kmm个副载波。
b)假设Mk个样本被分配给第k个带宽类别，那么第k+1个带宽 类别应当包含Gold序列Pr—kmax(i)的前2Mk个样本。这2Mk个样本的前 一半与第k个带宽类别的样本相同。这意味着第k个带宽类别决定其 向副载波的分配。这2Mk个样本的后一半被分配给落入第k+1个带宽 类别的频率中但是没有落入第k个带宽类别的频率中的副载波。此外， 可以自由选择向其分配这2Mk个样本的后一半的副载波的位置。
这样产生的包含Mk个样本的Gold序列Pr—k(i)带宽受限于第k个带 宽类别的带宽，并且因而可以用作任何属于第k个带宽类别的MT的下 行链路和/或上行链路前导。如果不同带宽类别的两个前导在其占用的 带宽中是重叠的，那么其在重叠频带中的样本总是被分配给相同的副 载波。举例而言，假设3个不同的带宽类别。最大的带宽类别具有64个 FFT系数，第二大的带宽类别具有32个FFT系数，最小的带宽类别具 有16个FFT系数。这意味着kmax=6并且kmin=4。最大带宽类别的Gold 序列具有12个样本Pr—6(i), i=l, ,12。图14示出了从最大带宽类别的这 个Gold序列及其向12个选择的副载波4， 8, 12, 19， 23， 27, 35, 39， 43, 48, 53 58的分配开始，如何依照上述设计规则确定其他带宽类别的前导序列 及其向副载波的分配。图14A示出了最大带宽类别的前导Pr一6(i)以及向 12个副载波的可能的分配，图14B示出了第二大带宽类别的前导Pr—5(0 以及导出的向6个副载波的分配，图14C示出了最小带宽类别的前导 Pr一4(1)以及导出的向3个副载波的分配。
图15示出了具有用于前导插入的装置的上行链路发射器1A的布 局，其基于图1中示出的布局。开关18决定在上行链路中是否将由MT 发射前导序列或者OFDM用户数据块。时域前导发生器17可以直接在 时域产生前导，或者首先依照设计规则在频域产生临时的前导，并且 然后通过Nu)点IFFT将该临时的前导变换成最终的时域前导。该时域 前导优选地存储在存储器(未示出)中。当开关18处于上面的位置时， 以正确的时钟速率读出该时域前导并且桂起OFDM用户数据块的发射。
在(如图4中一般地示出的)上行链路接收器处，所述前导序列 将由时域频率/相位/定时偏移估计器43和/或频域频率/相位/定时偏 移估计器47加以利用。如果只有时域频率/相位/定时偏移估计器43 将利用所述前导序列，那么只有图4中示出的上行链路接收器4的RF 前端40、 ADC 41、数字LPF 42和时域频率/相位/定时偏移估计器43 将处理该前导序列。如果还有频域频率/相位/定时偏移估计器47将利 用所述前导序列，那么上行链路接收器4的公共Krx点FFT单元45、 开窗&混合单元46以及频域频率/相位/定时偏移估计器47也将处理该 前导序列。根据该前导的实际设计，可以禁用GP移除器44。
图16示出了具有用于前导插入的装置的下行链路发射器7A的布 局，其基于图7中示出的布局。开关80确定在下行链路中AP是否将 发射前导序列或者OFDM用户数据块。时域前导发生器79可以直接在 时域产生前导，或者首先依照用于所考虑带宽类别的常规FFT标号编 号系统的设计规则在频域首先产生临时的前导。然后，该临时的前导 需要被标号移位到所述公共FFT单元的FFT标号编号系统，并且最后
25通过用于所有带宽类别的公共Ndtx点IFFT将该临时的前导变换成时域 前导。该时域前导优选地存储在存储器中。当所述开关处于下面的位 置时，以正确的时钟速率读出该时域前导，并且挂起OFDM用户数据块 的发射。
在(如图11中一般地示出的)下行链路接收器处,所述前导序列 将由时域频率/相位/定时偏移估计器113和/或频域频率/相位/定时偏 移估计器116加以利用。如果只有时域频率/相位/定时偏移估计器113 将利用所述前导序列，那么只有图11中示出的下行链路接收器11中 的RF前端llO、 ADClll、数字LPF 112和时域频率/相位/定时偏移估 计器113将处理该前导序列。如果还有频域频率/相位/定时偏移估计 器116将利用所述前导序列，那么Nd，*、 FFT单元115以及频域频率/ 相位/定时偏移估计器116也将处理该前导序列。根据该前导的实际设 计，可以禁用GP移除器114。
上述通过AP定期地或者根据到达/来自不同MT的要求发送或接收 前导的建议是对依照本发明提出的通信系统的补充。它使得MT的成本、 尺寸和功耗是可调节的，从而涵盖比任何单个已知无线系统大得多的 潜在应用领域。
已知通信系统和新的通信系统之间的共存
接下来，将描述一个实施例，其解释已知OFDM通信系统与依照本 发明的OFDM通信系统之间甚至在相同频带内的共存。
以与所述新的OFDM系统和传统OFDM系统的MT的可能的并发通信 以及最大的硬件部件共享的基本要求开始，对于该要求重要的是，新 的OFDM系统的副载波间距fA被设置成传统OFDM系统的副载波间距4。 对于IEEE802. lla/n而言，副载波间距为20MHz/64=312.5 kHz。所述新 的OFDM系统的上行链路保护时段假设与传统OFDM系统的相同或者比 它更大，并且下行链路保护时段假设对于这两种系统是相同的。
为了向新的OFDM系统的MT通知传统OFDM系统的活动，AP在其处 于传统系统模式的情况下，甚至在其同时也处于新系统模式的情况下， 以频率fV4发送连续余弦波形。这意味着该连续余弦波形仅在AP只处 于新系统模式的情况下不存在。该余弦波形的频率被选择成接近信道 编码符号的DC副载波，因为所述DC副载波既不由传统OFDM系统使用，也不由新的OFDM系统使用。新的OFDM系统的MT以给定频率检测余弦 波形，以便被通知传统OFDM系统的存在性。该余弦波形的调频或调相 或调幅可以将非常低速的信令消息从AP传送到新的带宽非对称OFDM 系统的所有MT 。这些消息可以包括例如所述传统系统的参数。
针对共存的交替模式实施例
依照针对与传统OFDM系统共存的交替模式实施例， 一旦AP检测 到传统系统模式下的用户活动，那么它就在新系统模式和传统系统模 式之间轮换其操作。为了检测传统系统的用户，AP可以通过发送连续 余弦波形而临时挂起新系统中的所有发射，从而使得传统系统的用户 站能任意对共享频谱进行载波感测，结果它将在传统系统模式下启动 与AP的关联过程。如果在一定时间段之内没有接收到关联请求，那么 AP就终止发送连续余弦波形，从而切换回新系统的正常模式。
如果至少一个传统系统用户与AP关联，那么AP应当通过打开和 关闭所述连续余弦波形来在两种模式之间轮换其操作。将根据每种系 统中的业务负载或者另一种优先级策略来决定每种模式下的持续时 间。在检测到传统系统中没有活动达给定时间段之后，达到传统系统 模式下的最小持续时间。
下面，将讨论在AP中新的带宽非对称OFDM系统的发射器和接收 器部件可以如何重新用于传统OFDM系统。该讨论基于以上所述并且在 图4中示出的上行链路接收器体系结构以及以上所述并且在图7中示 出的下行链路发射器体系结构。
参照如图4所示的上行链路接收器体系结构，没有必要为AP添加 新的RF前端以便支持传统系统802. 11a/n。如果上行链路保护时段对 于不同的系统是不同的，那么图4中的GP移除器44应当对于实际系 统模式而移除正确的保护时段样本。由于传统系统的带宽与所支持的 带宽类别之一的带宽一致，因而公共的Nu 点FFT 45以及开窗&混合 单元46可以重新用于该传统系统。
所述开窗&混合将得到传统0FDM系统的^个FFT系数，用于该传 统系统的专用基带处理可以采用这些系数。这意味着图4中开窗&混合 单元46之后的单元不能不加修改地被重新使用。因此提供基于图4布 局的上行链路接收器4A的修改的布局，如图17所示。由于时域频率/相位/定时偏移估计器43被设计用于新的OFDM系统，因而在时域中添 加了专用匹配滤波器53以用于传统OFDM系统，其与传统OFDM系统的 短前导和长前导匹配，以便进行频率和定时采集。此外，提供了传统 上行链路接收器基带子系统54，其遵循常规设计中的FFT。
应当指出的是，框53和54仅在AP处于传统系统模式的情况下是 有效的，框43、 47-52仅在AP处于新系统模式的情况下是有效的，并 且其余框40-42以及44-46是两种模式下的公共框。
参照如图7所示的下行链路发射器体系结构，传统OFDM系统需要 直到频域中的功率成形LPF 72的专用基带功能框。这意味着可重用性 以功率成形LPF 72开始。因此提供基于图7布局的下行链路发射器7B 的修改的布局，如图18所示。传统下行链路发射器基带子系统81的 专用功能框将产生E7MT u(i)矢量，其包含该传统系统的Nl个FFT系数。 对于IEEE802. lla而言，NL-64。可选地，可以借助于功率成形LPF 72 对E7MT u(i)进行数字波形成形操作以便更好地匹配信道特性。由于传统 系统的带宽与所支持的带宽类别之一的带宽一致，因而用于该带宽类 别的标号移位器可以被重新使用，以便将所述传统系统的N^个频谱系 数移位到公共IFFT单元74的Nd)点窗口内的正确位置。在IFFT单元 74之后，GP插入器75将与系统模式无关地插入公共的保护时段。然 后，图7中的DAC 77和RF前端78完全可以;故重新用于所述传统系统。
应当指出的是，框81仅在AP处于传统系统模式的情况下是有效 的，框70-72仅在AP处于新系统模式的情况下是有效的，并且其余框 73-78是两种模式下的公共框。此外，图18中的被产生用于所述新系 统的代表性矢量E7MT不能包含传统子系统81的频带内的副载波，以便 确保这两种系统的频率划分。
针对共存的并发模式实施例
以上解释的针对共存的交替模式实施例具有的缺点在于，在传统 系统模式下，只使用了新系统的整个带宽的一部分。以下针对共存的 并发模式实施例借助于以下方式克服了这个缺点如果至少一个传统 系统用户与AP关联，则允许新的OFDM系统的所有MT通过其带宽类别 内位于传统系统的频带之外的那些副载波与AP进行通信。这意味着只 要连续余弦波形4皮发射，那么新系统的所有MT以及所述AP避免使用
28由传统系统占用的频带内的副载波。这也适用于新系统中使用的前导 和导频。
由于传统系统的信道编码号与新系统的OFDM符号定时无关地到达 AP，因而在上行链路接收器中对于来自新系统和传统系统二者的信道 编码符号进行并发的FFT是困难的。因此，只有图4中所示体系结构 的RF前端40应当由这两种系统并发地使用，这由于对于所述两种系 统的频率划分(即没有共享副载波)而成为可能。因此提供基于图4 布局的上行链路接收器4B的修改的布局，如图19所示。在公共的ADC 框41之后，使用了附加的独立基带分支，包括用于传统系统的所有其 余必要基带功能的上行链路接收器基带子系统55，其可以运行在与用 于新OFDM系统的基带分支的硬件时钟不同的硬件时钟下。
用于新系统的FFT单元45之后的开窗&混合单元46应当只产生传 统系统的频带之外的重新排序的副载波。用于传统系统的通常紧跟在 ADC41之后的独立基带子系统55中的数字LPF滤波器(未示出)应当 注意只滤除传统系统的相关带宽。
应当指出的是，在并发模式下，图19中示出的所有框一般都是活 动的。此外，应当指出的是，用于并发模式的AP中的下行链路发射器 与图18所示用于交替模式的AP中的下行链路发射器体系结构具有相 同的体系结构。唯一的区别在于，在并发模式下，所有的框一般都是 有效的，其意^^未着框70-72和81在相同时间是有效的。
图20示出了其中可以使用本发明的通信系统的简单框图。图20 特别地示出了具有上行链路接收单元4和下行链路发射单元7的接入 点AP以及包括上行链路发射单元1和下行链路接收单元11的两个终 端MT1、 MT2。这种通信系统可以例如是这样的电信系统其中接入点 AP代表多个基站之一并且其中终端MT1、MT2代表移动站或其他移动设 备。然而，该通信系统也可以是任何其他类型和/或用于任何其他目的。
上述允许实现已知OFDM系统和新的OFDM系统之间的共存的建i义 是对依照本发明提出的通信系统的补充。它可以使得MT的成本、尺寸 和功耗是可调节的，从而涵盖了比任何单个已知无线系统大得多的潜 在应用领域。特别地，允许以下新的功能
a) AP可以向新的带宽非对称OFDM系统的MT告知传统OFDM系统 已经变成有效的并且传统OFDM系统所需的所有频谱资源被阻止，以供新的带宽非对称OFDM系统使用。
b)该AP可以在所述两种系统模式之间切换，或者并行地与这两 种不同的OFDM系统的MT进行通信。
此外，已经i正明，可以将新的OFDM系统的所有RF部件以及基带 单元的部分(例如软件模块)重新用于传统OFDM系统。
概而言之，依照本发明的通信系统的新设计带来的主要技术挑战 如下。
不同带宽的MT可以在不同的时间(例如基于TDMA、 FDMA、 CSMA) 或者在相同的时间(例如基于CDMA)与AP进行通信
给定带宽类别的MT仍然可以具有多个不同比特率的连接(每个终 端类别内的多速率)
来自不同带宽的MT的信道编码符号之间的上行链路同步
对于不同带宽的所有MT，通过具有单个FFT/IFFT引擎的公共OFDM 调制和解调体系结构来低复杂度地实现AP
对于不同带宽的所有MT，通过在AP中使用公共RF信道选择滤波 器来低复杂度地实现RF前端
对于信道均衡化的有效支持
对于干扰减轻的有效支持
对于预失真或预均衡化的有效支持
对于载波间干扰(ICI )、码间干扰(ISI )和多普勒频移的健壮
性
对于定时偏移、频率偏移、相位偏移和时钟偏移的降低的灵敏度 有效率的MAC
与传统无线系统的频谱共存。
应当指出的是，本发明并不限于上述实施例中的任何一个，例如 包括移动电话和基站的电信网络或者IEEE802. lla系统。本发明通常 可以应用于任何现有或未来的通信系统中以及可应用于用来传输任何 种类的内容的这样的通信系统的终端和接入点中。本发明同样不限于 任何特定频率范围或者调制技术。
尽管在附图和以上描述中详细地例示和描述了本发明，但是这样 的例示和描述应当被视为说明性或示例性的而不是限制性的；本发明 并不限于所公开的实施例。本领域技术人员在实施要求保护的本发明
30时根据对于附图、公开以及所附权利要求的研究可以理解和实现所公 开的实施例的其他变型。
在权利要求中，措词"包括"并没有排除其他元件或步骤，并且 不定冠词"一，，并没有排除复数。单个元件或其他单元可以实现权利 要求中列举的若干项目的功能。在相互不同的从属权利要求中列举某 些技术措施这一事实并不意味着不可以利用这些技术措施的组合。
权利要求中的任何附图标记不应当被视为限制了保护范围。
权利要求
1. 一种通信系统，包括至少一个具有用于以射频发射射频OFDM信号的上行链路发射单元(1)的终端以及具有用于接收所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)的接入点，所述OFDM信号经过正交频分复用(OFDM)调制，该通信系统的特征在于，所述上行链路发射单元以及所述发射的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽。
2. 特别是依照权利要求1的通信系统，其中所述接入点具有用于 以射频发射射频OFDM信号的下行链路发射单元(7)，并且所述至少 一个终端具有用于接收所述射频OFDM信号的下行链路接收单元(11 )， 该通信系统的特征在于，所述下行链路发射单元的带宽大于所述下行 链路接收单元的带宽，并且该下行链路发射单元适于产生和发射带宽 比该下行链路发射单元的带宽小并且等于所述下行链路接收单元的带 宽的射频0FDM信号。
3. 依照权利要求1和2的通信系统，其特征在于，上行链路发射 单元(1)和下行链路发射单元(7)适于产生和发射具有相等0FDM符 号长度以及所述OFDM符号之间的相等保护间隔的射频OFDM信号。
4. 依照权利要求1和/或2的通信系统，其特征在于，上行链路发 射单元(1A)和/或下行链路发射单元(7A)包括用于产生前导并且向 发射的射频OFDM信号添加前导的前导添加装置(17， 18; 79; 80)和 前导，并且上行链路接收单元(4)和/或下行链路接收单元(7)包括 用于检测和估计接收的射频OFDM信号中的前导的前导估计装置(43， 47; 113， 116)。
5. 依照权利要求4的通信系统，其特征在于，导言添加装置(17, 18; 79， 80)适于依照Gold码添加导言。
6. —种用于在依照权利要求1的通信系统中进行通信的方法，所 述通信系统包括至少一个具有用于以射频发射射频OFDM信号的上行链 路发射单元(1)的终端以及具有用于接收所述射频0FDM信号的上行 链路接收单元(4)的接入点，所述0FDM信号经过正交频分复用(0FDM) 调制，其特征在于，所述上行链路发射单元以及所述发射的射频0FDM 信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽。
7. 特别是依照权利要求6的用于在依照权利要求2的通信系统中进行通信的方法，其中所述接入点具有用于以射频发射射频0FDM信号 的下行链路发射单元(7)，并且所述至少一个终端具有用于接收所述 射频OFDM信号的下行链路接收单元(11)，其特征在于，所述下行链 路发射单元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，该下行链路发 射单元适于产生和发射带宽比该下行链路发射单元的带宽小并且等于 所述下行链路接收单元的带宽的射频0FDM信号。
8. —种用于依照权利要求1的通信系统中的终端，包括用于以射 频发射射频OFDM信号以供接入点接收的上行链路发射单元(1)，所 述接入点具有用于接收所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)， 所述OFDM信号经过正交频分复用(OFDM)调制，其特征在于，所述上 行链路发射单元以及所述发射的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链 路接收单元的带宽。
9. 依照权利要求8的终端，其特征在于，所述上行链路发射单元 包括-上行链路OFDM调制装置(10， 11， 12),其用于将输入数据信 号转换成具有以副载波距离(fA )分隔的Nu tx个频率副载波的基带OFDM 信号，以及-上行链路RF发射装置(16 )，其用于将所述基带0F画信号转 换成所述射频OFDM信号并且用于发射具有Nutx倍于副载波距离(fA) 的带宽的所述射频0FDM信号，其中所述上行链路OFDM调制装置以及所述上行链路RF发射装置具有Nutx倍于副载波距离(fA)的带宽。
10. 依照权利要求9的终端，其特征在于，所述上行链路OFDM调 制装置包括-上行链路编码装置(10， 11)，其用于根据所述数据信号导出 频域OFDM源信号，该频域OFDM源信号包括Nu;个OFDM副载波，以及-上行链路IFFT装置(12 )，其用于对所述频域OFDM源信号执 行Nu tx点逆快速傅立叶变换操作以便获得所述基带OFDM信号。
11. 依照权利要求10的终端，其特征在于，所述上行链路编码装 置包括-上行链路符号发生装置(10)，其用于将所述数据信号的比特 映射到复数值信道编码符号，以及-上行链路副载波映射装置(11)，其用于将所述复数值信道编码符号映射到Nu，个OFDM副载波以便获得所述频域OFDM源信号。
12. 特别是依照权利要求8的用于依照权利要求2的通信系统中 的终端，包括用于接收由接入点发射的射频OF鹿信号的下行链路接收 单元(ll)，所述接入点具有用于以射频发射射频OFDM信号的下行链 路发射单元(4)，其特征在于，所述下行链路发射单元的带宽大于所 述下行链路接收单元的带宽，并且该下行链路发射单元适于产生和发 射带宽比该下行链路发射单元的带宽小并且等于所述下行链路接收单 元的带宽的射频0FDM信号。
13. 依照权利要求12的终端，其特征在于，所述下行链路接收单 元(11 )包括-下行链路RF接收装置(110)，其用于接收射频OF固信号，并 且用于将所述接收的射频OFDM信号转换成基带0FDM信号，以及-下行链路OFDM解调装置(115， 120， 121)，其用于将所述基 带0FDM信号解调成输出数据信号，其中所述下行链路RF接收装置以及所述下行链路OFDM解调装置具有Nd,倍于副载波距离(fA)的带宽，其中Ndrx等于或小于Ndtx。
14. 依照权利要求13的终端，其特征在于，所述下行链路0FDM 解调装置包括-下行链路FFT装置(115 )，其用于对所述J^带0FDM信号执行 Nd ,x点快速傅立叶变换操作以便获得频域OFDM信号，该频域OFDM信 号包括Nd，个频率副载波，以及-下行链路解码装置(120， 121)，其用于根据所述频域0FDM信 号导出所述输出数据信号。
15. 依照权利要求14的终端，其特征在于，所述下行链路解码装 置包括-下行链路副载波解映射装置(120),其用于将所述频域OFDM 信号的Nd，个频率副载波解映射到复数值信道编码符号，以及-下行链路符号解映射装置(121),其用于将所述复数值信道编 码符号解映射到所述输出数据信号的比特。
16. —种用于依照权利要求1的通信系统中的接入点，包括用于 接收由终端发射的射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)，所述终端具有用于以射频发射射频OFDM信号的上行链路发射单元(1)，所 述OFDM信号经过正交频分复用(OFDM)调制，其特征在于，所述上行 链路发射单元以及所述发射的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路 接收单元的带宽。
17. 依照权利要求16的接入点，其特征在于，所述上行链路接收 单元包括-上行链路RF接收装置(40-42 )，其用于接收射频0F固信号， 并且用于将所述接收的射频OFDM信号转换成基带0FDM信号，以及-上行链路OF固解调装置(45， 46, 51， 52)，其用于将所述基 带OFDM信号解调成数据信号，其中所述上行链路RF接收装置以及所述上行链路OFDM解调装置具有Nurx倍于副栽波距离(fA)的带宽，其中Nurx等于或大于K^。
18. 依照权利要求17的接入点，其特征在于，所述上行链路OFDM 解调装置包括-上行链路FFT装置(45)，其用于对所述基带OFDM信号执行 Nurx点快速傅立叶变换运算，以便获得频域OFDM信号，该频域OFDM 信号包括Nuj个0FDM副载波，以及-上行链路解码装置(46, 51， 52)，其用于根据所述频域OFDM 信号导出所述数据信号。
19. 依照权利要求18的接入点，其特征在于，所述上行链路解码 装置包括-.-上行链路重构装置(46)，其用于根据所述频域OFDM信号的接 收的Nu 个OFDM副栽波重构所述发送的Nu》个OFDM副载波，其中所 述N。,个频率副载波代表从所述至少一个终端发射的所述射频0FDM信号，-上行链路副栽波解映射装置(51),其用于将所述频域OFDM信 号的重构的Nu，个频率副载波解映射到复数值信道编码符号，以及-上行链路符号发生装置(52)，其用于将所述复数值信道编码 符号解映射到所述数据信号的比特。
20. 依照权利要求19的接入点，其特征在于，所述上行链路重构 装置(26)适于通过选择基本上所述频域Nurx点0FDM信号的前Nu乂2 个和后Nu tx/2个副栽波来从所述频域OFDM信号的所述Nu re个频率副栽波重构所述Nutx个频率副载波。
21. 依照权利要求20的接入点，其特征在于，所述上行链路重构 装置(46)适于根据包含在所述接收的射频OFDM信号中的指示Nutx 值的信息或者通过分析所述接收的射频OFDM信号的带宽来获得Nutx值 的信息。
22. 特别是依照权利要求16的用于依照权利要求2的通信系统中 的接入点，包括用于以射频发射射频OFDM信号以供所述至少一个终端 接收的下行链路发射单元(7 )，所述终端具有用于接收所述射频OFDM 信号的下行链路接收单元(11)，其特征在于，所述下行链路发射单 元的带宽大于所述下行链路接收单元的带宽，并且该下行链路发射单 元适于产生和发射带宽比该下行链路发射单元的带宽小并且等于所述 下行链路接收单元的带宽的射频0FDM信号。
23. 依照权利要求22的接入点，其特征在于，所述下行链路发射 单元(7 )包括-下行链路OFDM调制装置(70， 71， 73， 74)，其用于将输入数 据信号转换成具有以副载波距离(fA)分隔的Nd tx个频率副载波的基带 OFDM信号，使用所述Nd tx个频率副载波中的Nd n个来调制所述输入数据信号，Ndrx等于或小于Ndtx，以及-下行链路RF发射装置(78)，其用于将所述基带0FDM信号转 换成所述射频0FDM信号，并且用于发射具有Ndtx倍于副载波距离(fA) 的带宽的所述射频0FDM信号，其中所述下行链路OFDM调制装置以及所述下行链路RF发射装置 具有Ndtx倍于副载波距离(fA)的带宽。
24. 依照权利要求23的接入点，其特征在于，所述下行链路OFDM 调制装置包括-下行链路编码装置(70， 71， 73)，其用于根据所述输入数据 信号导出频域OFDM源信号，该频域OFDM源信号包括Nd rx个OFDM副载 波，Nd，乘以副载波距离(fA)为所述至少一个终端的带宽，以及-下行链路IFFT装置(44 )，其用于对所述频域OFDM源信号执 行Nd tx点逆快速傅立叶变换运算，以便获得所述基带OFDM信号。
25. 依照权利要求23的接入点，其特征在于，所述下行链路编码 装置包括-下行链路符号发生装置(70),其用于将所述输入数据信号的 比特映射到复数值信道编码符号，-下行链路副载波映射装置(71),其用于将所述复数值信道编 码符号映射到Nd 个OFDM副载波，以便获得所述频域0F画源信号， 以及-下行链路构造装置(73)，其用于根据所述频域OFDM信号的所 述Nd re个频率副栽波获得Nd tx个频率副载波。
26. 依照权利要求25的接入点，其特征在于，所述下行链路构造 装置(73)适于将基本上前Nd J2个副载波映射到所述频域Nd，点OFDM 信号的前Nd fx/2个副载波，将后Nd IX/2个副载波映射到所述频域Nd tx 点OFDM信号的后Nd re/2个副载波并且设置其余Nd tx-Nd rx个未使用的副 载波为零。
27. 依照权利要求16和22的接入点，其特征在于，该接入点的 上行链路接收单元(4)以及下行链路发射单元(7)适于分别接收和 发射具有不同带宽的射频OFDM信号。
28. 依照权利要求16的接入点，其特征在于，所述上行链路接收 单元(4A)包括-第一上行链路解码装置(43， 47-52 )，其用于根据从第一通信 系统的终端接收的频域OFDM信号导出第一数据信号，以及-第二上行链路解码装置(53， 54)，其用于根据从第二通信系 统的终端接收的频域OFDM信号导出第二数据信号，该第二通信系统不 同于所述第一通信系统。
29. 依照权利要求22的接入点，其特征在于，所述下行链路发射 单元(7B)包括-第一下行链路编码装置(70-72 )，其用于根据所述数据信号导 出第 一频域OFDM源信号以供发射到第 一通信系统的终端，以及-第二下行链路编码装置(81)，其用于根据所述数据信号导出 第二频域OFDM源信号以供发射到第二通信系统的终端，该第二通信系 统不同于所述第一通信系统。
30. 依照权利要求16和22的接入点，其特征在于，所述下行链 路发射单元(7)包括指示符发射装置(78),其用于发射指示符信号， 特别是频率接近DC副载波的连续余弦波形，以供下行链路接收单元(ll)进行接收和估计，所述指示符信号指示笫二通信系统、特别是传统OFDM通信系统的存在或不存在，所述下行链路接收单元(11 )包 括用于接收和估计所述指示符信号的指示符接收装置(110)。
全文摘要
本发明涉及带宽非对称通信系统，该通信系统包括至少一个具有用于以射频发射射频OFDM信号的上行链路发射单元(1)的终端以及具有用于接收所述射频OFDM信号的上行链路接收单元(4)的接入点，所述OFDM信号经过正交频分复用(OFDM)调制。为了降低实现复杂度和同步要求，提出了一种通信系统，其中所述上行链路发射单元的带宽以及所述发射的射频OFDM信号的带宽小于所述上行链路接收单元的带宽。此外，提出了一种通信系统，其中所述接入点的下行链路发射单元(7)的带宽大于所述至少一个终端的下行链路接收单元(11)的带宽，并且其中该下行链路发射单元适于产生和发射带宽比该下行链路发射单元的带宽小并且等于所述下行链路接收单元的带宽的射频OFDM信号。再者，本发明涉及用于这样的通信系统中的通信方法、终端和接入点。
文档编号H04B7/26GK101485117SQ200780025456
公开日2009年7月15日 申请日期2007年6月21日 优先权日2006年7月5日
发明者杜永刚 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司