专利名称：：正交频分多路系统整数倍频偏估计方法
技术领域：
：本发明涉及一种频偏估计方法，尤其涉及一种正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，属于电子通讯
技术领域：
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背景技术：
：目前，载波方式传输的信号在传输过程中，不可避免地会出现载波频率偏移(简称'频偏")。载波频偏对信号的正确接收有很大影响，特别顿正交频分多路(OFDM)信号，这种影响尤为严重。因此，在处理接收到的OFDM信号时，需要估算出载波频偏，并对信号的频率进行校正，从而达到正确接受OFDM信号的目的。传统的对OFDM信号的频偏估算法，可以在时域或频域中进行估计。时域频偏估计算法是利用OFDM信号的构造进行频偏估计，即利用OFDM信号在时域前后两段信号的相似性估计载波频偏。然而，由于有些OFDM信号的符号延续很长时间，所以当频偏相当大时，不能直接估计出角频率大于2;r的情况，这是因为三角函数的周斯性造成的。此时，利用这种传统方、法将无法正确估计OFDM信号的频偏，从而无法正常地进行信号接受。虽然有些频域的频偏估计算法可以估计出一定范围内的2;r整数倍的频偏，但仍然无法对大定时误差较大的情况下的信号进行处理。因此，这将大大降低对复杂信号的处理能力，从而降低相关产品在市场上的竞争能力。
发明内容本发明的目的就是为了解决现有技术中存在的上述问题，提供一种正交频分多路系统整数倍频偏估计方法。本发明的目的通过以下技术方案来实现正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其中设发射端频域同步信号由PN序列组成，用《/)表示，接收到的频域同步信号用K/)表示，取运算窗口长度为丄，子载波数量为见用/。表示PN窗口的起点，符号函数sign[]在数据为非负或负数时分别返回1或者0，d表示数据对iV取模，根据整数倍频偏绝对值的最大数值为/L，按以下步骤估计整数倍频^^步骤一数据初始化，即令窗口序数"-/，并构造PN窗口，即,=sign[c(/。+/)J，/=0,1,…,丄一1;步骤二构造信号窗口，,S,(/)=r(/。+/+/)w,/=0,1，...,丄-1，然后将PN窗口和信号窗口内对应位置数据进行相乘运算，得到L个相乘结果；步骤三用S(/)表示￡个数据中相邻数据相位未发生突变的数量；步骤四令/=2+1，如果ZS/则返回到步骤二继续；步骤五寻找S(0中的最大值，对应的位置U示志着PN序列窗口与接收同步信号窗口已对齐，/max即为频偏的整数值。上述的正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其中所述的取值范围为大于零并且小于等于W的任意一个整数。进一步地，上述的正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其中所述步骤五中求得整数倍频偏为A义=Z'max。由此，本发明通过禾佣PN码的相位突变特性，通过分辨频域同步信号相位变化特性判断两个窗口是否对齐，进而完成整数倍频偏估计，其估计准确度受定时误差和信道噪声的影响极小，是一种易于实现且性能优良的整数倍频偏估计方法。由此可见，相比于传统的OFDM频偏估计方法，本发明具有实质性技术特点和显著的技术进步，其应用前景非常广阔。具体实施方式以中国移动多媒体广播系统广播信道行业标准《GY/T220.1-2006移动多媒体广播第1部分广播信道帧结构、信道编码和调制》使用的8MHz带宽模式为例，采用的OFDM系统的同步信号子载波数量为2048个，发射调制用频域参考数据为l-2x;(/-l)，1《"7680,/=0或769^"1279卜2x/(/-512),1280S"2047其中PN序列刃)由线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为x11++1，移位寄存器初始值为01110101101。为了简化运算，只取接收同步数据的符号，用^(/)和^(/)分别表示4/)的实部和虚部符号。由于W(/)、械/)和^/)的数值为0或1，因此PN窗口和信号窗口内对应位置数据进行相乘运算过程中的乘法可以化简为简单的逻辑运算，计算结果的实部和虚部分别为(/)=^(/)NXORd(/),/=O，l，…，丄-1我(/)=W,(/)NXORd(/)，/=0,1,...，丄—1其中，上述式中NXOR表示逻辑异或非。随后，进入判断相邻数据相位是否未发生突变，其判断尺度可以较为灵活地实现。下面给出一种易于实现的方案，使用的相位突变判决尺度为窗口内相邻的两个浙(")和威(w)是否发生变化，并统计未发生突变的数量，即S0')=g[浙(/+1)NXOR++1)NXOR^(/)]接着，在求得邓)，[-/，/]之后，判断最大lt^在的位置z，，便可求得整数倍频偏为Ai;"咖x.L。从上述的实施方法来看，本发明采用整数倍频偏估计运算中大部分操作为简单的逻辑运算，加法运算的字长也很短，因此实现硬件非常简单。下面通过仿真，对上述实施例与Nogami方法进行性能比较。在仿真中，该两种方法的整数倍频偏捕获范围/都为64，新方法使用的窗口长度Z为128，Nogami方法则采用了256和64两种窗口长度进行对比。每种仿真情况进行10000次，频偏的整数值为在±64之间均匀分布的随机整数，残余小数倍频偏设定为5%子载波间距。在信噪比(SNR)为20dB和10dB时，不同方法在不同定时误差情况下的整数倍频偏估计错误数量分别见表1和表2。表l:SNR为20dB时的性能比较<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>可以看到，长窗口Nogami方法在无定时误差时，可以提供比短窗口Nogami方法更好的准确度，原因是长窗口有更强的抗噪声能力。短窗口Nogami方法则提供比长窗口Nogami方法稍好的抗定时误差能力。综合上述内容可以看出，本发明通过利用PN码的相位突变特性，通过分辨频域同步信号相位变化特性判断两个窗口是否对齐，进而完成整数倍频偏估计，其估计准确度受定时误差和信道噪声的影响极小。并且，进行的仿真显示，SNR为0dB，定时误差为60的情况下，本发明的方法未出现错误估计，是一种易于实现且性能优良的整数倍频偏估计方法。由此可见，相比于传统的OFDM频偏估计方法，本发明应用在通讯领域后能够体现出显著的技术进步，其应用前景非常广阔。权利要求1、正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其特征在于设发射端频域同步信号由PN序列组成，取运算窗口长度为L，根据整数倍频偏最大数值为I·fsub，按以下步骤估计整数倍频偏，步骤一数据初始化，即令窗口序数i＝-I，并构造PN窗口；步骤二构造信号窗口，然后将PN窗口和信号窗口内对应位置数据进行相乘运算，得到L个相乘结果；步骤三用S(i)表示L个数据中相邻数据相位未发生突变的数量；步骤四令i＝i+1，如果i≤I则返回到步骤二继续；步骤五寻找S(i)中的最大值，对应的位置imax标志着PN序列窗口与接收同步信号窗口已对齐，imax即为频偏的整数值。2、根据权利要求1所述的正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其特征在于所述丄的取值范围为大于零并且小于等于子载波数量的任意一个整数。3、根据权利要求1所述的正交频分多路系统整数倍频偏估计方法，其特征在于所述步骤五中求得整数倍频偏为A;;=z'_./sA。全文摘要本发明提供一种正交频分多路系统整数倍频偏估计方法。设发射端频域同步信号由PN序列组成，取运算窗口长度为L，根据整数倍频偏最大数值为I·f<sub>sub</sub>，按以下步骤进行①数据初始化，令窗口序数i＝-I，构造PN窗口；②构造信号窗口，并与PN窗口内对应位置的数据相乘，得到L个相乘结果；③用S(i)表示L个数据中相邻数据相位未发生突变的数量；④令i＝i+1，如果i≤I则返回到②；⑤寻找S(i)中的最大值，对应的位置i<sub>max</sub>标志着PN序列窗口与接收同步信号窗口已对齐，i<sub>max</sub>即为频偏的整数值。本发明利用PN码的相位突变特性，通过分辨频域同步信号相位变化特性判断两个窗口是否对齐，进而完成整数倍频偏估计，其估计准确度受定时误差和信道噪声的影响极小，是一种易于实现且性能优良的整数倍频偏估计方法。文档编号H04L25/03GK101557370SQ20081002334公开日2009年10月14日申请日期2008年4月8日优先权日2008年4月8日发明者刘一京,伟钟申请人:威望科技(苏州)有限公司