专利名称：处理接收信号的方法及相应的接收机和计算机程序产品的制作方法
技术领域：
本公开涉及通信技术。具体地说，本公开涉及接收天线分集技术。
背景技术：
作为第三代合作伙伴计划(3GPP)版本5规范的一部分，在2002年已使高速下行链路分组接入(HSDPA)标准化，目的是提高分组数据传输的下行链路频谱效率。本质上，HSDPA引入了一个新的公共高速下行链路共享信道(HS-DSCH)，该高速下行链路共享信道由特定扇区中的所有用户共享。另外，HSDPA引入了某些能够在物理层实现高速分组数据传输的机制，比如2ms的短传输时间间隔(TTI)、自适应调制和编码(AMC)、基于混合自动重复请求(H-ARQ)技术的快速重传和位于节点B(即，基站)中的中央调度器。实现HSDPA的一个要素是位于基站(节点B)中的中央调度器。对于每个TTI，该调度器确定HS-DSCH应被传给哪个终端(或哪些终端)，以及由于调制和编码的自适应选择(AMC)对该用户来说能够实现的数据速率。相对于99版信道来说，HS-DSCH的一个重要变化在于调度器位于与无线电网络控制器(RNC)相对的节点B。结合短TTI和从用户设备 (UE)反馈的信道质量指示符(CQI)，这使得调度器能够通过相应地调适数据速率分配来快速跟踪UE信道状况。在2ms长的每个TTI内，为16的恒定扩频因子(SF)可被用于码复用，最多15个并行代码被分配给HS-DSCH。这些代码可在TTI期间被全部分配给一个用户，或者可分用于几个用户。分配给每个用户的并行代码的数目可取决于例如小区负载、服务质量(QoS)要求和UE代码能力(5、10或15个代码)。最初的HSDPA终端可实现的峰值数据速率为1. 8Mbit/s,这对应于在存在正交相移键控(QPSK)调制的情况下支持最多5个并行代码。随着信号处理能力的提高，在市场上可获得的HSDPA终端还支持正交调幅(16-QAM)和多于5个代码。潜地在，HSDPA可提供未来将通过采用在3GPP规范的版本7和8中预见的多天线传输技术(比如多入多出(MIMO) 系统)和更高阶调制(比如64-QAM调制)被增大的14. 4Mbit/s的峰值吞吐量。为了支持HS-DSCH操作，增加了两个控制信道下行链路中的高速共享控制信道 (HS-SCCH)和上行链路中的高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)。HS-SCCH信道承载HS-DSCH解调所需的关键信息。目前，HS-SCCH信道是相对于相应的HS-DSCH TTI提前两个时隙传送扩频因子SF = 128的固定速率公共信道，如图1中所示。HSDPA下行链路信道(即，HS-SCCH和HS-DSCH)的每一帧F包含5个块B，其中每个块B又包含三个时隙S。对于HS-SCCH来说，每个块B的三个时隙的持续时间被分成两个功能部分Pl和P2。第一部分，即Pl包含时间关键参数，比如HS-DSCH所使用的一组扩频码和调制方案(QPSK或16-QAM)。第二部分，即P2包含不太时间关键的信息，比如传送块尺寸 (TBS)、冗余版本(例如，Chase合并或递增冗余)、H-ARQ进程数和指示信息被发给哪个终端的UE身份(UE ID)。一般来说，在给定时间，每个终端最多监测四个HS-SCCH，并且所考虑的HS-SCCH 通过网络被用信号通知给所述终端。HSDPA系统以码分多址(CDMA)技术为基础，从而在不同小区内采用单频重用。因此，同信道干扰是限制HSDPA网络的吞吐量性能的关键因素之一。同信道干扰可由被同一小区服务的用户产生(小区内干扰)以及由被相邻小区服务的用户产生(小区间干扰)。在存在多径传播(频选信道)的情况下可能出现小区内干扰，因为多径传播会降低扩频码正交性。一般来说，在服务基站附近的用户经历最大的小区内干扰，在服务基站附近，功率最大地收到其它用户的信道和控制信道。小区间干扰可以是网络负载的函数，对位于小区边界的用户来说，小区间干扰通常最高，在小区边界，从相邻小区接收的功率通常更大。由于这些原因，3GPP定义了与传统Rake接收机相比提供更好性能的几类高级接收机，以便提高HSDPA的吞吐量性能。这些高级接收机具备降低同信道干扰的影响的信号处理功能。具体地，所述“高级” HSDPA接收机可被分成三种主要类型-具备接收天线分集的类型1接收机；-具备码片级均衡的类型2接收机；-具备接收天线分集和码片级均衡两者的类型3接收机。接收天线分集(类型1和类型3接收机)可用于减轻小区间干扰。试图使信道的等效频率响应变平的码片级均衡器(类型2和类型3接收机)可用于降低小区内干扰。类型1接收机一般包含双天线子系统，即，两个RF接收机(包括两个A/D转换器) 和包含Rake接收机的一个基带处理单元。一般来说，每个天线被分配K个分支，在类型1 接收机中分配的分支的总数通常为N =观。随后，基带处理单元能够借助一组合并系数来合并由Rake接收机的不同分支接收的信号。文献中提出了用于计算这些合并系数的几种技术。例如，在商用HSDPA调制解调器中广泛使用最大比合并(MRC)。最近，一些芯片集厂家正在考虑引入更复杂的降低小区间干扰的合并方法。尤其是，最小均方误差(MMSE)合并技术看来是优选的解决方案，因为它最大化合并器输出端处的信号与干扰加噪声比(SINI )。关于这一点，文献W0-A-03/023988描述了一种具有匪SE合并的双天线Rake接收机的体系结构。在同时考虑M · L个接收回波的情况下计算匪SE权重，其中，M ^ 2 是接收天线的数目，L是每个天线的回波的数目。借助解扩后的导频符号来估计尺寸为 (Μ ·υ X (Μ · 的接收信号相关矩阵。通过进行相关矩阵的直接求逆，或者利用通过参考导频符号训练的迭代过程，比如最小均方(LMS)或归一化最小均方(NLMS)技术，来实现匪SE 算法。R. Μ. Shubair 的文献"Robust adaptive beamforming using LMSalgorithm with SMI initialization，， (IEEE Antennas and PropagationSociety International Symposium，卷4A，页2-5，2005年7月3-8日)描述了一种加速LMS算法的收敛的初始化方法。利用样本矩阵求逆(SMI)技术(一种面向块数据的方法)来计算将在LMS更新方程中使用的初始权重向量。在利用SMI技术来估计初始权重之后，通过更新用于每个输入的信号样本的权重，组合LMS/SMI过程利用连续逼近来使它自己适合于变化的信号环境。
发明内容
就适合于在上面概述的环境中使用的各种合并技术和算法而论，发明人注意到-最大比合并(MRC)技术表现出固有的低复杂性，但是在产生任意种类的小区间干扰抑制方面几乎无效。结果，在存在具有精确到达方向的相关干扰信号时的无线电链路性能方面，MRC合并是次最优的；-最小均方误差(MMSE)技术实现更好的性能，但需要相关矩阵的求逆，这会使其实现变得复杂；-最小均方(LMS)算法缓慢收敛，如果与其它更复杂的算法相比的话例如，样本矩阵求逆(SMI)算法具有更快的收敛特性；-SMI算法是计算密集的，因为SMI算法的快速收敛是通过使用矩阵求逆运算来实现的；此外，SMI算法具有块自适应步骤，该块自适应步骤要求在块采集操作期间信号环境不受显著变化影响；-LMS算法可以更快地收敛，如果使用针对性初始化的话。从而，本发明的目的是在上面考虑的环境内提供一种估计基带处理单元的合并系数的技术，其性能与最小均方误差技术相当，但复杂性较低。按照本发明，利用具有在下面的权利要求书中记载的特征的方法来实现所述目的。本发明还涉及相应的接收机以及相关的计算机程序产品，所述计算机程序产品可被载入至少一个计算机的存储器中，并且包括当在计算机上运行所述计算机程序产品时实现本发明的方法的各个步骤的软件代码部分。这里使用的对这种计算机程序产品的引用旨在等效于对包含用于控制计算机系统来协调本发明的方法的执行的指令的计算机可读介质的引用。对“至少一个计算机”的引用显然旨在突出以分布/模块化方式来实现本发明的可能性。权利要求书是这里提供的本发明的公开的组成部分。这里说明的配置的一个实施例涉及计算接收天线分集系统中的基带处理单元的合并系数的技术。例如，这样的合并系数可用在具有分配给接收天线的N个分支的Rake接收机中，其中，每个分支被分配给接收信号的一个多径分量(即，复本或者回波)。在一个实施例中，通过为每个OVSF (正交可变扩频因子)码提供N个分支来实现对HS-DSCH信道的多个OVSF码的支持(5或10个OVSF码)。在UMTS/HSPA系统中，OVSF 码用于扩展在不同的数据信道和控制信道上传送的符号。这些代码是从反映Hadamard矩阵的结构的OVSF码树得到的。每个数据或控制信道被分配给与分配给其它信道的代码正交的一个或多个OVSF码。在一个实施例中，借助例如在公共导频信道(CPICH)上传送的导频符号来估计相关矩阵I。在一个实施例中，使用相关矩阵^的近似，近似矩阵可被求逆，而避免复杂的运
笪弁。在一个实施例中，通过忽略具有不同延迟的回波之间的相关性来近似相关矩阵 L·，该近似被应用于在相同天线和不同天线上接收的回波。这种近似使相关矩阵Ir成为块对角矩阵，所述块对角矩阵可通过简单的数学运算来求逆。在一个实施例中，使用具有两个接收天线的HSDPA系统，并且相同数目的分支K = N/2被分配给每个接收天线。在这种情况下，近似相关矩阵由K个尺寸为2X2的子块形成， 其中，K是接收回波的数目。在一个实施例中，通过仅仅进行符号反演和元素交换来对子块求逆(即，避免被子块的行列式的任何相除)。随后，把近似相关矩阵的逆矩阵乘以表示接收信号向量和基准发射符号的共轭之间的互相关的向量&，以便获得MMSE近似权重。在一个实施例中，通过对某个时间间隔，比如一个TTI内的系数求平均来估计相关矩阵L和向量&的元素。随后，把这些权重与例如解扩之后获得的HS-DSCH信道的数据符号合并。在一个实施例中，通过利用解扩后的导频符号，在符号级(即，在解扩操作之后) 进行合并权重的计算，但是不同多径分量的合并是在码片级(即，在解扩操作之前)进行的。在一个实施例中，利用近似MMSE技术计算的权重被用于初始化最小均方(LMS)或归一化最小均方(NLMQ迭代过程。在一个实施例中，使用NLMS过程，所述NLMS过程在码片级直接作用于在数字前端的输出端提供的信号，另外，合并操作是在码片级进行的。本领域的技术人员会认识到，当在符号级执行LMS过程和/或合并操作时，也可应用相同的原理。在一个实施例中，在收到任何数据之前，进行近似MMSE权重的计算和NLMS过程的多次迭代。例如，在HS-DSCH上收到任何数据之前，在收到HS-SCCH上的第一个时隙时立即开始计算。与开始HS-DSCH的解调同时，NLMS过程随后可通过更新权重来跟踪信道变化。
下面参考附图，举例说明本发明，其中图1已在前面进行了讨论；图2和3是结合了提出的近似匪SE合并技术的HSDPA类型1接收机的方框图；
图4是使用提出的近似匪SE技术来初始化NLMS过程的HSDPA类型1接收机的方框图；图5示出了提出的技术的可能定时；以及图6是详细图解说明提出的技术的各个步骤的流程图。
具体实施例方式在下面的说明中，给出了众多的具体细节以便透彻理解实施例。可在没有一个或多个所述具体细节的情况下实践实施例，或者可用其它方法、组件、材料等来实践实施例。 在其它情况下，未详细示出或描述公知的结构、材料或运算，以避免模糊实施例的各个方面。说明书中对“一个实施例”的引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性包括在至少一个实施例中。从而，用语“在一个实施例中”在说明书中各个地方的出现不一定指的都是同一个实施例。此外，在一个或多个实施例中，可按照任何适当的方式来组合特定的特征、结构或特性。这里提供的标题只是为了方便起见，并不解释实施例的范围或含义。更重要的是，尽管在本说明书中主要涉及HSDPA系统(即，两个接收天线)，但是本领域的技术人员会认识到，对HSDPA通信标准或UMTS根本没有做出任何具体限制。事实上，这里公开的机制可以用在具有接收天线分集的任何通信情形中。在下面的数学方程式中，运算符(.广将被用于表示复共轭，而运算符(.)H表示转置运算和共轭运算。一般来说，向量被表示成粗体的下划线字符，而矩阵是粗体的，带有双下划线。精确的匪SE合并按照本身在很大程度上已知的方式，在基于MMSE算法的信号接收情况下，可通过最小化合并单元的输出和发射符号之间的均方误差(MSE)来计算匪SE权重向量。通过用 J表示MSE，可写出
权利要求
1.一种处理经由多个分集天线(1 从受到多径传播的信道接收(14，16)的信号的方法，每个接收信号包含至少一个导频信号，所述方法包括下述步骤检测(18，1004)每个所述接收信号的一组多径分量，根据所述一组多径分量中所述至少一个导频信号的多径分量来计算(22，1006) —组信道系数，所述一组信道系数被组织成信道系数向量，根据所述信道系数向量来估计02，1008-1012)将应用04)于所述接收信号的一组合并权重(w)，其特征在于，所述根据所述信道系数向量来估计02，1008-1012) —组合并权重(w)的步骤包括下述步骤通过忽略所述信道系数向量的具有不同延迟的多径分量之间的相关性，来计算02， 1008)所述信道系数向量的空间相关矩阵，从而所述相关矩阵是除了沿所述相关矩阵的对角线排列的非零子矩阵之外包括零系数的块对角矩阵，其中，所述子矩阵的尺寸等于所述分集天线的数目；通过计算所述子矩阵的逆矩阵或其缩放形式，从所述空间相关矩阵得到(22，1010)结果矩阵；以及把所述结果矩阵与所述信道系数向量相乘02，1012)，以获得所述一组合并权重(W)。
2.按照权利要求1所述的方法，其中，所述方法包括对预定时间间隔内的所述相关矩阵的系数求平均。
3.按照权利要求1或2所述的方法，其中，所述方法包括对所述信道系数向量的系数求平均，以及其中，所述结果矩阵被乘以(101 所述求平均后的信道系数向量，以便获得所述一组合并权重(W)。
4.按照任意前述权利要求所述的方法，其中，所述接收信号中的至少一个包含至少一个数据信号，以及其中，所述方法包括下述步骤把所述一组合并权重(w)乘以( ，1100)所述接收信号的所述一组多径分量，并对相乘结果求和(对2，1102)，以便获得无多径形式的接收信号，和在所述无多径形式的接收信号中检测O0D，1104)所述至少一个数据信号。
5.按照权利要求1-3任意之一所述的方法，其中，所述接收信号中的至少一个包含至少一个数据信号，以及其中，所述方法包括下述步骤检测Q0D，1200)所述接收信号的所述一组多径分量中所述至少一个数据信号的多径分量，和把所述一组合并权重(w)乘以040，1202)所述至少一个数据信号的所述多径分量，并对相乘结果求和(对2，1204)，以获得无多径形式的数据信号。
6.按照任意前述权利要求所述的方法，其中，所述接收信号中的至少一个包含至少一个数据信号，以及其中，所述至少一个导频信号和所述至少一个数据信号被用至少一个正交可变扩频因子扩频，其中，所述方法包括检测(20D，20P，1004，1104)所述至少一个导频信号和所述至少一个数据信号，其中，所述检测涉及解扩所述至少一个导频信号和所述至少一个数据信号。
7.按照任意前述权利要求所述的方法，其中，使用两个分集天线(12)，以及其中，通过计算所述子矩阵的逆矩阵或其缩放形式，从所述空间相关矩阵得到(22，1010)结果矩阵包括只进行符号反演和元素交换，其中，省略计算所述子块的行列式和用所述行列式来除逆子块。
8.按照任意前述权利要求所述的方法，包括用所述一组合并权重(w)来初始化迭代信道跟踪过程(222，1014)，和通过用所述迭代信道跟踪过程(222，1014)来更新所述合并权重(w)，来跟踪数据接收期间的信道变化。
9.按照权利要求8所述的方法，其中，用所述一组合并权重(w)来初始化迭代信道跟踪过程(222，1014)包括在收到任何数据之前，进行所述迭代信道跟踪过程(222，1014)的多次迭代，以便获得将应用(24)于所述接收信号的所述合并权重(w)的改进形式。
10.按照权利要求8或9所述的方法，其中，所述迭代信道跟踪过程(222，1014)是最小均方(LMS)或归一化最小均方(NLMS)迭代过程。
11.按照权利要求8-10任意之一所述的方法，其中，所述迭代信道跟踪过程(222， 1014)直接作用于所述接收信号的所述多径分量。
12.—种经由多个分集天线(12)从受到多径传播的信道接收信号的接收机(14-26)， 接收信号包含至少一个导频信号，其中，所述接收机(14-26)被配置成执行按照权利要求 1-11任意之一所述的方法。
13.按照权利要求12所述的接收机(14-26)，其中，所述接收机是高速分组接入接收机。
14.按照权利要求12或13所述的接收机(14-26)，其中，所述接收机(14-26)包括两个分集天线(12)。
15.一种计算机程序产品，所述计算机程序产品可载入计算机的存储器中，并且包含当所述计算机程序产品在计算机上运行时适合于执行按照权利要求1-11任意之一所述方法的步骤的软件代码部分。
全文摘要
通过检测(18)每个接收信号的一组多径分量，以及根据所述一组多径分量中至少一个导频信号的多径分量来计算(22)一组信道系数，处理经由多个分集天线(12)从受到多径传播的信道接收(14，16)并且包含至少一个导频信号的信号，其中，所述一组信道系数被组织成信道系数向量。根据所述信道系数向量，利用下述步骤来估计(22)将应用(24)于接收信号的一组合并权重(w)通过忽略信道系数向量的具有不同延迟的多径分量之间的相关性来计算(22)信道系数向量的空间相关矩阵，从而相关矩阵是除了沿所述相关矩阵的对角线排列的非零子矩阵之外包含零系数的块对角矩阵，其中，所述子矩阵的尺寸等于分集天线的数目；通过计算所述子矩阵的逆矩阵或者其缩放形式，从所述空间相关矩阵得到(22)结果矩阵；和把结果矩阵与信道系数向量相乘(22)，以获得期望的一组合并权重(w)。
文档编号H04B1/707GK102177663SQ200880131484
公开日2011年9月7日 申请日期2008年9月4日 优先权日2008年9月4日
发明者A·拉斯托, B·麦利斯, F·卡达拉, R·坎帕纳勒 申请人:意大利电信股份公司