专利名称：超短波高阶映射调制及解调方法
技术领域：
本发明涉及的是一种用于超短波无线通信系统收发信机的调制解调方法，具 体是一种通过设计信息比特与传输波形的映射转换规则来实现超短波高阶映射调 制及解调方法。
背景技术：
超短波无线通信系统的通信距离一般由该频段电磁波的传播特点、天线增益、 发射功率、以及基带信号处理方法共同决定。在给定频段、收发天线和发射功率 的情况下，通信距离主要取决于所采用的基带信号处理方法。
在基带信号处理方法中，影响通信距离的信号设计主要包括信道编解码方法 和调制解调方法。信道编解码方法首先在发信机中为待传输的信息比特增加冗余 比特，并使信息比特和冗余比特之间建立关联，经过无线信道传输之后，在收信 机中通过验证信息比特与冗余比特之间的关联，找出或者改正传输过程中可能出 现的错误。信道编解码方法可以在一定程度上减少信息比特的传输差错，因而可 以降低收信机恢复原信息所需要的接收信噪比，从而能够提高通信距离。然而信 道编解码提高通信距离的能力是有限的，因为一方面冗余比特也需要占用带宽， 经信道编码之后， 一般信道带宽会有所增加，如果所使用的频段并不能提供更大
的带宽，信道编码的方法就会受到很大限律u。另一方面，冗余比特也会占用发射 功率，如果未编码系统和编码系统的发射功率相同，那么编码系统中信息比特的 能量就会减少，又会增加信息比特的传输差错概率。因此，信道编解码方法需要 根据系统要求仔细选择编码方案、相关参数、以及解码方法，才能获取编码增益， 实现提高传输足巨离的目的。
调制解调方法是在发信机中将信息比特转换为适合无线信道传输的波形，然 后送入信道进行传输，在收信机中再将检测到的波形转换为原来的信息比特。当信息比特与传输波形之间的转换较为简单、易于分辨时， 一定的波形发送功率在 保证一定信息传送差错概率的情况下可达到一定的信息传输距离。但是当希望传 输波形能够代表更多的信息比特吋，信息比特与传输波形之间的转换变得复杂、 不易分辨，这时需要增加波形发送功率，才能保证在信息传送差错概率不变的情 况下达到原来的信息传输距离。所以，调制解调方法需要根据系统要求精心设计 信息比特与传输波形之间的转换规则，才能在一定信息传输速率的情况下，获得 更远的传输距离。目前广泛使用的调制解调方法有M进制相移键控调制(MPSK: M-ary Phase Shift Keying)、 M进帝U正交幅度调制(MQAM: M-ary Quadrature Amplitude Modulation)、 M进制频移键控(MFSK: M-ary Frequency Shift Keying) 等，它们是把log2M个信息比特分别转换成为一个相移键控(PSK: Phase Shift Keying)、正交幅度调制(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)或频移键控 (FSK: Frequency Shift Keying)波形进行传输。采用MPSK、 MQAM调制方法， 随着进制数M的增加在一定的传输带宽内可支持更高的信息传输速率，然而，达 到较高信息传输速率的代价是需要增加信噪比(SNR: Signal-to-Noise Ratio),这 样一定的波形发送功率在保证一定信息传送差错概率的情况下，信息传输距离将 有所减小。
在超短波无线通信系统中，传输带宽常常受到限制，只能达到数十千赫兹 (kHz: Kilo-Hertz)或数百kHz,而使用这一频段的各种应用却希望能提供尽可能 高的数据速率。另一方面，超短波频段(30MHz-3GHz)电磁波的传播特性又无法达 到短波频段(3MHz-30MHz)电离层传播的传输距离，而该频段的许多应用都希 望能够实现更远的通信距离。在解决这些问题的过程中， 一些新的技术如网格编 码调制(TCM: Trellis-Coded Modulation)可以提供一些解决方案，其特点是能够 在不增加传输带宽情况下，改善系统的接收信噪比性能，但TCM能够提供的信噪 比改善只有3 6dB，而且随着信噪比改善程度的提高，实现复杂度显著增加。
发明内容
本发明的目的在于提出一种超短波高阶映射调制及解调方法，用于在不增加 额外带宽的情况下改善超短波无线通信系统的传输距离。本发明通过定义一种信息比特与传输波形的高阶映射转换规则，在发信机中用八个4进制调制波形承载 八位二进制比特引入巨大的冗余，使收信机获得额外的解调信噪比增益，进而支 持更远的通信距离，且本方法收发信机所需运算量小，易于采用数字f言号处理器 实现。
本发明是通过以下技术方案实现的
1. 一种超短波高阶映射调制方法，其主要步骤包括
第一步将表示信息的二进制输入比特流通过复数映射转变为复数流依次 从输入的二进制比特流中取八位进行处理，将八位二进制比特中的每两位映射为
一个复数，映射规则为(00)—(i)， (01)—(-1)， (10)—(1)， (11)—(-i)，其中i-V^T表
示单位虚数，这样依次输入的每八位二进制比特即可映射为四个复数Cl， C2， C3， C4，每个复数有四种可能取值，艮P[l， -1， i， -i];
第二步四个复数经过高阶映射得到一个包含八个新复数的新复数矢量将 步骤一输出的四个复数Cl, C2， C3， C4通过八种运算得到八个新的复数，分别 表示为NCl, NC2， NC3， NC4， NC5， NC6， NC7， NC8，对应的八种运算分别 为NC1=C1*C2*C3*C4， NC2=C1*C3*C4 ， NC3=C1*C2*C4 ， NC4=-C1*C4， NC5=C1*C2*C3， NC6=C1*C3, NC7=-C1*C2, NC8=C1;八个新复数NC1 NC8， 形成一个新复数矢量(NCI, NC2， NC3, NC4， NC5， NC6， NC7， NC8)，每个 新复数的值仍为[l， -1， i， -i]其中之一；
第三步对新复数矢量进行四进制调制得到八个4进制调制波形将步骤二 输出的新复数矢量中的八个新复数依次进行四进制调制，则新复数矢量映射为八 个4进制调制波形。
所述的超短波高阶映射调制方法，其对每一个新复数矢量进行四进制调制的 方法为依次对新复数矢量中的八个新复数进行四进制调制，每个新复数有四种 可能的取值，将四种可能的取值与4进制调制波形的四种波形进行一一映射，这 样每个新复数根据其取值映射为一个四进制调制波形， 一个新复数矢量即映射为 八个4进制调制波形，而4进制调制波形的传输速率与二进制比特流的传输速率 相同。
2. —种超短波高阶映射解调方法，其主要步骤包括
6第一步对收信机接收到的4进制调制波形流进行波形检测，获取接收新复 数矢量收信机采用传统4进制调制波形的检测方法，依次从接收到的4进制调
制波形中取出八个调制波形逐一进行检领!l，获取八个接收新复数rl， r2, r3， r4， r5， r6， r7， r8，这八个接收新复数组成的接收新复数矢量表示为r= (rl， r2， r3, r4， r5, r6， r7， r8 );
第二步将接收新复数矢量与收信机自身产生的复数共轭矢量进行相关运算 收信机产生的复数共轭分别表示为CC1,CC2，CC3,CC4，让复数共轭CC2， CC3， CC4都遍历四种可能的取值即[l， -1， i， -i]，然后将步骤一得到的接收新复数矢 量r= (rl， r2， r3, r4， r5, r6， r7， r8)与收信机自身产生的复数共轭矢量进行相关运算， 相关运算用如下式子表示
ROUT=((rl*CC2+r2)*CC3+r3*CC2-r4)*CC4+(r5*CC2+r6)*CC3-r7*CC2+r8 上式中ROUT表示相关运算的输出结果；
第三步对相关运算输出结果的模值大小进行比较，找出模值最大的输出结 果，并据此反推出复数C1，C2,C3,C4的估计值找出相关输出值中模值最大的 ROUT，然后找出能够使相关输出ROUT模值最大的CC2,CC3，CC4，对 CC2,CC3，CC4依次取复共轭分别得到对C2,C3,C4的估计值;RE(ROUT)表示模值 最大的复数ROUT的实部，-RE(ROUT)表示RE(ROUT)的负值，IM(ROUT)表示 模值最大的复数ROUT的虚部，-M(ROUT)表示IM(ROUT)的负值，其中，RE表 示取一个复数的实部，IM表示取一个复数的虚部；Cl的估计值可以由四个实数 RE(ROUT)， -RE(ROUT)， IM(ROUT)， -IM(ROUT)的数值大小关系来估计，具体 规则为四个实数中，如果RE(ROUT)的数值最大，则对应C1的估计值取值为1; 如果-RE(ROUT)的数值最大，则对应C1的估计值取值为-h如果IM(ROUT)数值 最大，则对应C1的估计值取值为i，如果-IM(ROUT)数值最大，则对应C1的估计 值取值为-i;
第四步将获得的C1， C2， C3， C4的估计值通过复数逆映射还原为八位二 进制比特依据发信机中Cl， C2， C3， C4与二进制比特之间的映射关系，即可 完成四位复数向八位二进制比特的转换。
与现有技术相比，本发明具有如下优点
本发明通过定义一种信息比特与传输波形的高阶映射转换规则，在发信机中用八个4进制调制波形承载八位二进制比特引入了巨大的冗余，因而在不降低信 息ft输速率的条件下，可以4吏收信机获得额外的解调信噪比增益，进而转化为通 信足巨离的增加，或者抗噪声能力的增强。在本发明中，收信机解调过程运算复杂 度f氏，运算量小，易于数字f言号处理器实现。本发明与其它超短波调制及解调方 法相比，在理论上可以得到的信噪比改进约为9dB，有利于支持更远的通信传输距
离或提供更强的抗噪声能力，且本发明原理简单，不需要复杂的解调算法，便于 集成在无线通信设备之中。
图l超短波高阶映射调制方法的实现流程。
图2超短波高阶映射解调方法的实现流程。 图3收信机中相关运算的实现方法。
图4本发明与传统4阶调制及解调方法误比特率曲线的仿真比较。图中仿真 条件为加性白高斯噪声信道，选取的4进制调制波形为QPSK调制波形，MQPSK 表示采用本发明方法得到的误比特率曲线，QPSK表示采用传统QPSK方法得到的 误比特率曲线。
具体实施例方式
下面结合图1、图2以及图3说明本发明的具体工作原理。本发明是一种超短 波高阶映射调制及解调方法，其主要包括高阶映射调制方法和相应的高阶映射解 调方法；所述的高阶映射调制方法用于在发信机中将二进制比特流转换为适合无 线f言道传输的波形；所述的高阶映射解调方法用于收信+ZU每接收的波形还原为发 信机发送的二进制比特流；本发明可以使用数字信号处理器来实现。
1. 一种超短波高阶映射调制方法，如图1所示，其主要步骤包括 第一步将表示信息的二进制输入比特流通过复数映射转变为复数流依次 从输入的二进制比特流中取八位进行处理，将八位二进制比特中的每两位映射为
一个复数，映射规则为(00)—(i)， (01)—(-1)， (10)—(1)， (11)—(-i)，其中i-V^T表
示单位虚数，这样依次输入的每八位二进制比特即可映射为四个复数Cl， C2，C3， C4，每个复数有四种可能取值即[l， -1， i， -i]。八个二进制比特的组合共有 28=256种。
第二步四个复数经过高阶映射得到一个包含八个新复数的新复数矢量将 步骤一输出的四个复数Cl， C2， C3， C4通过八种运算得到八个新的复数，分别 表示为NC1， NC2， NC3， NC4， NC5， NC6， NC7， NC8，对应的八种运算分别 为NC1=C1*C2*C3*C4， NC2=C1*C3*C4, NC3=C1*C2*C4 ， NC4=-C1*C4， NC5=C1*C2*C3, NC6=C1*C3， NC7=-C1*C2， NC8=C1;八个新复数NC1 NC8， 形成一个新复数矢量(NC1， NC2, NC3， NC4， NC5， NC6， NC7， NC8)，每个 新复数的值仍为[l， -1， i， -i]其中之一。经过歩骤一和步骤二，步骤一中的每八个 信息比特都映射为八个新复数，这样二进制比特的传输速率与新复数的传输速率 是相同的。
第三步对新复数矢量进行四进制调制得到八个4进制调制波形。对新复数 矢量进行四进制调制的方法为对步骤二输出的新复数矢量中的八个新复数依次 进行四进制调制，每个新复数有四种可能的取值，将四种可能的取值与4进制调 制波形的四种波形进行一一映射，这样每个新复数根据其取值映射为一个四进制 调制波形， 一个新复数矢量即映射为八个4进制调制波形。
经过步骤三后，步骤一输入的八个二进制比特映射为八个4进制调制波形，4 进制调制波形的传输速率与二进制比特流的传输速率相同。八个二进制比特的组 合共有256种，而八个4进制波形的组合共有48=65536种，显然，用八个4进制 调帝啵形承载八个二进制比特时存在巨大的冗余，这样即使接收机收到八个调制 波形存在一定的解调错误，只要没有成为另外的许用波形，解调错误就有可能被 改正，解调时的纠错能力使收信机获得额外的解调信噪比增益，理论上获得的信 噪比增益约为9犯。
经过步骤三发信机输出的内容为4进制调制波形流。从信道上看，采用本发 明在信道传输的内容上与传统的4进制调制是相同的，但是，不同之处在于采 用传统4进制调制，信道上传输的每个波形是相互独立的，而采用本发明，信道 上传输的波形并不独立，每八个波形之间具有一定的相关性和记忆性。
92.—种超短波高阶映射解调方法，如图2所示，其主要步骤包括 第一步对收信机收到的4进制调制波形流进行波形检测，获取接收新复数 矢量。在传统4阶调制波形的解调过程中，由于各个接收波形之间彼此相互独立， 因此接收波形可以一个一个地被检测，然后分别被解调成为二进制比特。而在本
发明中，收信机接收到的八个4阶波形具有相关性，需要首先采用传统4进制调 制波形的检测方法，依次从接收到的4进制调制波形中取出八个调制波形逐一进 行检测，获取八个接收新复数rl， r2， r3， r4, r5， r6， r7， r8，这八个接收新复数 组成的接收新复数矢量表示为r= (rl, r2， r3， r4, r5， r6， r7， r8);然后对八个接收新复 数构成的接收新复数矢量联合进行后续处理。
第二步4每接收新复数矢量与收信t几自身产生的复数共轭矢量进1亍相关运算。 发信机发送的八个4进制波形总共只有256种组合，每种组合代表了一个八位二 进制序列，但是在收信机看来，每一个4进制调制波形有四种可能的取值，八个4 进制调制波形可能的组合数共有48=65536个，为了从65536个复数矢量中找出256 个新复数矢量中某一个真正的发送矢量，需要让收信机产生的新复数共轭矢量与 接收新复数矢量逐一进行相关运算，从而找到真正发送的新复数矢量。
收信机自身产生的复数共轭表示为CC1，CC2，CC3,CC4，由于发信机中四个复 数C1， C2， C3， C4的每一个有四种可能取值，艮P[l， -1， i， -i]，因此在收信机 中让每个复数共轭CC2， CC3， CC4都遍历四种可能的取值即[l， -1， i， -i]，然 后将步骤一得到的接收新复数矢量产(rl，r2，r3,r4,r5，r6，r7，r8)与收信机产生的 复数共轭矢量进行相关运算，相关运算用如下式子表示
ROUT=((rl*CC2+r2)*CC3+r3*CC2-r4)*CC4+(r5*CC2+r6)*CC3-r7*CC2+r8 上式中ROUT表示相关运算的输出结果。由于CC2,CC3，CC4分别都有4种可能取 值[l，-l,i,-i]，因此相关运算的输出结果ROUT总共有4*4*4=64种取值。
由于每个波形在检测时刻都有一定的信号能量，用来保证正确检测概率达到 某一系统要求，在同样的信道条件和环境下，检测时刻每个波形的信号能量是大 致相同的，通过对八个4阶波形检测得到的新复数矢量进行相关运算，可以使信 号能量累加起来，大大提高检测时刻的信噪比，因而与单个波形解调方法相比， 相关复数矢量解调方法可以获得更高的接收信噪比增益。
10第三步对相关运算输出结果ROUT的64个模值的大小进行比较，找出模值 最大的输出结果，并据此反推出复数C1，C2，C3,C4的估计值。步骤二中 CC2，CC3，CC4的组合与ROUT的64个模值建立了一一对应关系。首先找出64个 相关输出值中模值最大的ROUT，然后根据64个相关输出值与CC2，CC3,CC4组 合之间的一一对应关系，找出能够使相关输出ROUT模值最大的CC2，CC3，CC4， 对CC2，CC3,CC4依次取复共轭分别得到对C2，C3,C4的估计值。用RE(ROUT)表 示丰莫值最大的复数ROUT的实部，-RE(ROUT)表示RE(ROUT)的负值，IM(ROUT) 表示模值最大的复数ROUT的虚部，-IM(ROUT)表示IM(ROUT)的负值，其中， RE表示取一个复数的实部，IM表示取一个复数的虚部。Cl的估计值可以由四个 实数RE(ROUT), -RE(ROUT)， IM(ROUT)， -IM(ROUT)的数值大小关系来估计， 具体估计过程为比较四个实数RE(ROUT)' -RE(ROUT)， IM(ROUT)， -IM(ROUT)
的数值大小，根据比较结果作如下判决
① 如果RE(ROUT)最大，则对应C1的估计值取值为1;
② 如果-RE(ROUT)最大，则对应C1的估计值取值为-l;
③ 如果IM(ROUT)最大，则对应C1的估计值取值为i;
④ 如果-IM(ROUT)最大，则对应C1的估计值取值为-i。
第四步将获得的C1， C2， C3， C4估计值通过复数逆映射还原为八位二进
制比特。第二步得到C1， C2， C3， C4的估计值为四个复数，每个复数的值即为 [1, -i， i， .i]其中之一。依据发信机中Cl, C2， C3， C4与二进制比特之间的映 射关系(00)—(i)， (01)—(-1)， (10)—(1)， (11)—(-i)，将每个复数逆映射为二个二进 制比特，这样就可以将四位复数转换为八位二进制比特。
图3为该实施例的仿真结果，在仿真验证中采用的f言道环境为加性白高斯噪 声信道，4进制调制过程中选取的调制方式为QPSK调制，图中MQPSK表示本发 明的高阶映射调制解调方法得到的误比特率曲线，QPSK表示传统QPSK调制解调 方法得到的误比特率曲线。在理论上，如果以传统QPSK调制波形的检测时刻信 噪比为基础，本发明的高阶映射调制解调方法经过相关运算后，检测时刻信号能 量提高为原来的8倍，因此可以得到的信噪比改进约为9dB。应该说明的是，仿真 验证中，在计算信噪比时，为了满足传统4进制调制波形检测中噪声样本数与信号样本数应该一致的要求，在高阶映射解调时，信噪比变为原来的一半，因而在 相同的条件下，高阶映射调制解调方法的信噪比改进应该再增加3dB，由图可见， 在误比特率为104 10-3时，图中的信噪比改进约4dB，这样总的信噪比改进约为 7dB。
以下结合附图提供具体实例
根据超短波高阶映射调制及解调方法的工作原理，结合附图下面具体阐述从 发信机发送8位二进制比特到收信机解调恢复出8位二进制比特的工作流程。假 设发信机产生的8位二进制比特为11010010，发信机中选取的四进制调制为QPSK 调制。
1.超短波高阶映射调制分为以下几步进行
第一步将表示信息的八位二进制比特110I0010进行复数映射。依次取两位 二进制比特映射为一个复数，具体映射规则为(11)—(-i)， (01)—(-1)， (00)—(i)， (10) —(1),这样八位二进制比特11010010依次映射为四个复数Cl;i， C2=-l， C3=i， C4=l。
第二步将四个复数Cl;i， C2=-l, C3=i, C4=l经过高阶映射得到一个包含 八个新复数的新复数矢量，八个新复数分别表示为NCl， NC2, NC3， NC4, NC5， NC6， NC7， NC8，对应的新复数矢量表示为(NC1， NC2， NC3， NC4， NC5， NC6， NC7， NC8)，具体映射规则为
NC1= CI *C2*C3*C4 - -i*(-l)*(i)*l = -1;
NC2=Cl*C3*C4 = -i*i" = 1;
NC3=Cl*C2*C4 = -i*(-l)*l =i;
NC4=-Cl*C4 = -(-i)*l =i;
NC5= C1*C2*C3 = -i*(-l)*i = -1;
NC6=C1*C3 =(-i)*i= 1;
NC7= -CI *C2 = -(-i)*(-l) = -i;
NC8=C1 = -i;
新复数NC1 NC8的取值仍然为[1， -1， i, -i]，这八个新复数NC1 NC8形 成一个新复数矢量(NC1， NC2， NC3， NC4， NC5, NC6， NC7, NC8)=(-1， 1, i， i， -1,1, -i, -i)。这样经过步骤一和步骤二，八个二进制比特11010010就映射为包含八个新复数的一个新复数矢量(-l, 1， i， i， -1, 1， -i， 所以比特传输速率与新复数的ft输速率 是相同的。
第三步对新复数矢量(NCl, ... , NC8)进行四进制波形调帝J，将新复数矢量 (NC1,... ，NC8虔示为八个四阶调制波形。由于新复数矢量(NC1，... ，NC8)中每一个 新复数有四种可能的取值[1, -1, i, -i]，将四种可能的取值与QPSK的四种波形进 行一一映射，具体映射规则为每个新复数取值[l，-l，i,-i]分别一一对应QPSK波 形的相角为[O， Ti， 7c/2， 3ti/2]。这样新复数矢量(NCl, ... ，NC8)映射成的八个QPSK 调制波形对应的相角分别为(71, 0,7t/2， 7t/2， ;r, 0, 3兀/2, 3兀/2)。在信道上看，本发明 定义的新复数矢量传输与传统的QPSK调制波形传输是相同的，但是不同之处在 于采用传统QPSK调制，信道上传输的每个波形是相互独立的，而釆用本发明， 信道上传输的波形并不独立，每八个波形之间具有一定的相关性和记忆性。
2,超短波高阶映射解调分为以下几步进行
第一步对收信机收到的八个QPSK调制波形进行检测，获取接收新复数矢 量。收信机采用传统QPSK调制波形的检测方法，对接收到的八个QPSK调制波 形逐一进行检领!l，获取八个接收新复数rl;l， r2=l， r3=i， r4=i， r5=-l， r6=l ， r7=-i， r8=-i，这八个接收新复数组成的接收新复数矢量r=(rl, r2， r3， r4， r5, r6, r7， r8) =(-1， 1, -i)。
第二步将接收新复数矢量r=(rl, r2， r3， r4， r5, r6， r7， r8)与收信机产生的复数 共轭矢量进行相关运算。让每个复数共轭CC2， CC3， CC4都遍历四种可能的取 值即[l， -1， i， -i]，然后将步骤一得到的接收新复数矢量F(rl，r2，r3，r4，r5，r6,r7, r8)与收信机产生的新复数共轭矢量进行相关运算，相关运算如图3所示，可以用 如下式子表示
ROUT=((rl*CC2+r2)*CC3+r3*CC2-r4)*CC4+(r5*CC2+r6)*CC3-r7*CC2+r8 上式中ROUT表示相关运算的输出结果。由于CC2，CC3,CC4分别都有4种可能的 取值[l，-l，i,-i]，所以ROUT总共有4*4*4=64个取值，具体取值情况如下
CC2=1， CC3=1， CC4=1， ROUT=0; CC2=1， CC3=1, CC4=i， ROUT=0;
CC2=1, CC3=1, CC4=-1, ROUT=0;CC2=1， CC3=1， CC4=-i, ROUT=0;
13CC2=-1， CC3=-i， CC4=1, ROUT=-8i; CC2=-1， CC3=-i, CC4=i, ROUT=4-4i;
CC2=-1, CC3=-i, CC4=-i， ROUT--4-4i; CC2=-i， CC3=-i, CC4=-i, ROUT=4i;
第三步对相关运算输出结果ROUT的64个模值大小进行比较，找出模值最
大的输出结果，并据此反推出复数C1,C2，C3,C4的估计值。64个相关输出结果中
模值最大的ROUT=-8i，其对应的CC2， CC3, CC4的取值分别为-1, -i, 1 ，取CC2，
CC3, CC4的复共轭之后，得到复数C2, C3， C4的估计值分别为-1， i， 1;根据
ROUT=-8i的实部和虚部来获取复数Cl的估计值，由于RE(-8i)， -RE(-8i)， IM(-8i)，
-IM(-Si)的值分别为0,0,-8,8，其中-IM(-8i)的取值最大，所以对应的C1估计值应
为-i。经过步骤一、步骤二和步骤三后，收信机获取四个复数C1,C2,C3， C4的估
计值分别为-i，-l，i， 1。
第四步将获得的Cl, C2， C3， C4的估计值通过复数逆映射还原为八位二
进制比特。根据发信机中两位二进制比特与一个复数之间的映射关系(11)—(-i)，
(01)—(-1)， (00)—(i), (10)—(1)，将收信机获取的四个复数C1,C2，C3,C4的估计
值-i，-l，i, 1，依次映射为ll， 01， 00， 10，则收信机恢复出的八位二进制比特为
11010010。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，本令页域技术 人员应该理解，在不脱离本发明的精神和原则的情况下，可以进行各种其它的改 变、替换和添加。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同 替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
1权利要求
1.一种超短波高阶映射调制方法，其特征在于第一步将表示信息的二进制输入比特流通过复数映射转变为复数流依次从输入的二进制比特流中取八位进行处理，将八位二进制比特中的每两位映射为一个复数，映射规则为(00)→(i)，(01)→(-1)，(10)→(1)，(11)→(-i)，其中<maths id="math0001" num="0001" ><math><![CDATA[ <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><msqrt> <mo>-</mo> <mn>1</mn></msqrt> </mrow>]]></math> id="icf0001" file="A2009100327580002C1.tif" wi="12" he="4" top= "53" left = "159" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>表示单位虚数，这样依次输入的每八位二进制比特即可映射为四个复数C1，C2，C3，C4，每个复数有四种可能取值，即[1，-1，i，-i]；第二步四个复数经过高阶映射得到一个包含八个新复数的新复数矢量将步骤一输出的四个复数C1，C2，C3，C4通过八种运算得到八个新的复数，分别表示为NC1，NC2，NC3，NC4，NC5，NC6，NC7，NC8，对应的八种运算分别为NC1＝C1*C2*C3*C4，NC2＝C1*C3*C4，NC3＝C1*C2*C4，NC4＝-C1*C4，NC5＝C1*C2*C3，NC6＝C1*C3，NC7＝-C1*C2，NC8＝C1；八个新复数NC1～NC8，形成一个新复数矢量(NC1，NC2，NC3，NC4，NC5，NC6，NC7，NC8)，每个新复数的值仍为[1，-1，i，-i]其中之一；第三步对新复数矢量进行四进制调制得到八个4进制调制波形将步骤二输出的新复数矢量中的八个新复数依次进行四进制调制，则新复数矢量映射为八个4进制调制波形。
2. 根据权利要求1所述的超短波高阶映射调制方法，其特征在于对每一个新 复数矢量进行四进制调制的方法为依次对新复数矢量中的八个新复数进行四进 制调帝ij，每个新复数有四种可能的取值，将四种可能的取值与4进制调制波形的 四种波形进行一一映射，这样每个新复数根据其取值映射为一个四进制调制波形， 一个新复数矢量即映射为八个4进制调制波形，而4进制调制波形的传输速率与 二进制比特流的传输速率相同。
3. —种超短波高阶映射解调方法，其特征在于-第一步对收信机接收到的4进制调制波形流进行波形检测，获取接收新复数矢量收信机采用传统4进制调制波形的检测方法，依次从接收到的4进制调制波形中取出八个调制波形逐一进行检测，获取八个接收新复数rl， r2， r3， r4，r5， r6， r7， r8，这八个接收新复数组成的接收新复数矢量表示为r- (rl, r2, r3， r4， r5，r6,r7,r8);第二步>|每接收新复数矢量与收信#1自身产生的复数共轭矢量进行相关运算: 收信机产生的复数共轭分别表示为CC1，CC2,CC3,CC4，让复数共轭CC2， CC3， CC4都遍历四种可能的取值即[l， -1， i， -i]，然后将步骤一得到的接收新复数矢 量r= (rl， r2, r3, r4， r5, r6， r7， r8 )与收信机自身产生的复数共轭矢量进行相关运算， 相关运算用如下式子表示ROUT=((rl*CC2+r2)*CC3+r3*CC2-r4)*CC4+(r5*CC2+r6)*CC3-r7*CC2+r8 上式中ROUT表示相关运算的输出结果；第三步对相关运算输出结果的模值大小进行比较，找出模值最大的输出结 果，并据此反推出复数C1，C2,C3，C4的估计值找出相关输出值中模值最大的 ROUT，然后找出能够使相关输出ROUT模值最大的CC2，CC3,CC4，对 CC2,CC3，CC4依次取复共轭分别得到对C2，C3,C4的估计值；RE(ROUT)表示模值 最大的复数ROUT的实部，-RE(ROUT)表示RE(ROUT)的负值，IM(ROUT)表示 模值最大的复数ROUT的虚部，-IM(ROUT)表示IM(ROUT)的负值，其中，RE表 示取一个复数的实部，M表示取一个复数的虚部；Cl的估计值可以由四个实数 RE(ROUT)， -RE(ROUT)， IM(ROUT)， -IM(ROUT)的数值大小关系来估计，具体 规则为四个实数中，如果RE(ROUT)的数值最大，则对应C1的估计值取值为1; 如果-RE(ROUT)的数值最大，则对应C1的估计值取值为-l;如果IM(ROUT)数值 最大，则对应C1的估计值取值为i，如果-IM(ROUT)数值最大，则对应C1的估计 值取值为-i;第四步将获得的C1， C2， C3， C4的估计值通过复数逆映射还原为八位二 进制比特依据发信机中C1， C2， C3, C4与二进制比特之间的映射关系，即可 完成四位复数向八位二进制比特的转换。
全文摘要
用于超短波无线通信系统的高阶映射调制及解调方法。发信机通过复数映射将八位二进制比特转变为四个复数，然后对四个复数进行高阶映射得到一个包含八个新复数的新复数矢量，最后对新复数矢量中的每个新复数进行四进制调制得到八个4进制调制波形。收信机对接收到的八个4进制调制波形逐一进行检测，获取一个包含八个接收新复数的接收新复数矢量，然后将其与收信机自身产生的复数共轭矢量进行相关运算，根据相关运算结果估计出发信机发送的四个复数，最后利用发信机中八个二进制比特与四个复数的映射关系还原出八位二进制比特。本发明在不降低信息传输速率的条件下，使收信机获得额外的解调信噪比增益，进而增加了超短波无线通信系统的通信距离。
文档编号H04B1/69GK101582701SQ200910032758
公开日2009年11月18日 申请日期2009年6月19日 优先权日2009年6月19日
发明者孙诗东, 廖小丁, 曾宏辉, 聂景楠 申请人:中国人民解放军理工大学