专利名称：超宽带双载波频率产生方法及其频率综合器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于生成超宽带6. 2GHz 8. 3GHz八个子带的频点间距为264MHz 的双载波频率产生方法及其频率综合器，属于无线通信技术领域。
背景技术：
短距离高速无线通信技术是当前学术界和工业界的研究热点。频率综合器作为超 宽带(UWB)技术中的关键模块，受到广泛关注。在基于WiMedia的UWB物理信道划分中，将 3. IGHz 10. 6GHz的7. 5GHz的频段划分成14个子带，每个子带占528MHz带宽。但是基于 中国频段的实际使用情况，只有4 5GHz和6 9GHz这两个频段可以真正被UWB所利用。 为了更加有效地利用频段，每个子带只占264MHz带宽。具体的频谱如图1所示。其中，低频 段Band Group#l包括两个子带，记作BancWl和Band#2，它们的中心频率分别为4356MHz和 4620MHz ο高频段Band Group#2包括10个子带，记作Band#3 Band#12，它们的中心频率分 别为 6336MHz、6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz、8184MHz、8448MHz、 8712MHz。根据超宽带的特殊要求，频率综合器从一个频率转到另一个频率的跳频时间必须 小于9. 5ns，这是基于传统锁相环(PLL)的频率综合器难以实现的。用得较多的一种方法是 利用PLL和单边带混频器(SSB Mixer)，由PLL产生一个固定的频率，通过SSB Mixer实现 频率的加法或减法，得到所需要的频率，频率切换由数字电路控制。从而PLL—旦稳定后不 需要再次调整，频率切换时间小于9. 5ns的苛刻要求转移到了选通器和SSB Mixer上来，而 这是很容易实现的。但是PLL稳定在哪个频率，辅助频率怎样产生，则会很大程度地影响频 率综合器的复杂度和最终性能。此外，在超宽带于中国应用的各种提案中，以264MHz为子带带宽、以双载波方式 实现通讯占据了主导地位。这就要求频率综合器在满足其他超宽带应用要求的基础上，还 能够同时提供两个所需要的子带的中心频率。而在上述可用的12个低频段或高频段的子 带中，主要会用到的是高频段的Band#3 Band#10这8个子带。需要同时产生的频率是 (#3、#5)或(#4、#6)或(#7、#9)或(#8,#10)或(#3、#7)或(#4、#8)或(#5、#9)或(#6,#10) 的中心频率，也即需要同时产生的频率对是(6336MHz、6864MHz)或(6600MHz、7128MHz)或 (7392MHz、7920MHz)或(7656MHz、8184MHz)或(6336MHz、7392MHz)或(6600MHz、7656MHz) 或(6864MHz、7920MHz)或(7128MHz、8184MHz)。综上，针对超宽带在中国的特殊应用频段以及双载波的特殊要求，研究如何进行 合理的频谱规划并且得到既结构简单又性能优越的频率综合器，是非常有意义的。
发明内容
为了解决上述问题，本发明旨在提供用于产生超宽带6. 2GHz 8. 3GHz八个子带 的双载波频率调制方法和系统架构，以利于得到既结构简单又性能优越的频率综合器。本发明的技术方案是一种超宽带双载波频率产生方法，用于产生一个频率对，所
4述频率对的上、下两个频率属于超宽带6. 2 8. 3GHz的八个子带的中心频率，每个子带带 宽为264MHz，其步骤如下步骤1. 1 取所述频率对的中间频率值为第一频率；步骤1. 2 取所述频率对的频间距的一半值为第二频率；步骤1. 3 将所述第一频率与所述第二频率上下混频得到所述频率对的上、下两 个频率。此方法在产生不同频率对时，所述第一频率是变化的，可以为超宽带6. 2 8. 3GHz中Band#4 Band#9六个子带中的某个中心频率，即为6600MHz、6864MHz、7128MHz、 7392MHz、7656MHz、7920MHz中的某个频率；所述第二频率为264MHz或者528MHz。另一种超宽带双载波频率产生方法，同样用于产生一个频率对，所述频率对的上、 下两个频率属于超宽带6. 2 8. 3GHz的八个子带的中心频率，每个子带带宽为264MHz，其 步骤如下步骤3. 1 取一个固定的基准频率值为第一频率；步骤3. 2 取所述频率对的上频率与所述第一频率的频间距值为第二频率；取所 述频率对的下频率与所述第一频率的频间距值为第三频率；步骤-3. 3 将所述第一频率分别与所述第二频率和第三频率混频得到所述频率 对的上、下两个频率。此方法在产生不同频率对时，所述第一频率是固定的，频率为6336MHz ；所述第二 频率和第三频率是不相等的，第二频率为264MHz的0次至5次谐波，即0、264MHz、528MHz、 792MHz、1056MHz、1320MHz中的某个频率；第三频率为264MHz的2次至7次谐波，即528MHz、 792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz 和 1848MHz 中的某个频率。按第一种频率产生方法工作的频率综合器如图4所示，由锁相环和频率合成部分 组成，所述锁相环由鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、压控振荡器VC0、三个除2除法器和一个除 3除法器依次串接首尾相连构成环路，一端接地的环路滤波器与CP输出端相连，所述VCO的 振荡频率是6336MHz，VCO和4个除法器的输出端依次为264MHz的24、12、6、3和1次谐波端。所述频率合成部分由3个频率选通器MUX和5个单边带混频器SSB Mixer构成， 其中单边带混频器SSB Mixerl输入端接264MHz的1次和3次谐波端，输出端为264MHz 的2次谐波端；选通器MUXl输入端接264MHz的1次谐波端和SSB Mixerl的输出端；
选通器MUX2输入端接264MHz的3次和6次谐波端；单边带混频器SSB Mixer2输入端接264MHz的1次谐波端和MUX2输出端；选通器MUX3输入端接264MHz的1、3、6次谐波端和SSB Mixer2输出端；单边带混频器SSB Mixer3输入端接264MHz的24次谐波端和MUX3输出端；单边带混频器SSB Mixer4输入端接MUXl和SSB Mixer3的输出端，其输出端为所 述频率对的上频率端；单边带混频器SSB Mixer5输入端接MUXl和SSB Mixer3的输出端，其输出端为所 述频率对的下频率端。
按第二种频率产生方法工作的频率综合器如图5所示，由锁相环和频率合成部 分组成，所述锁相环结构与前述的频率综合器锁相环相同。所述频率合成部分由4个频率选通器MUX和4个单边带混频器SSB Mixer构成， 其中选通器MUXl和MUX2的两对输入端分别接264MHz的3次和6次谐波端；单边带混频器SSB Mixerl输入端接264MHz的1次谐波端和MUXl输出端；单边带混频器SSB Mixer2输入端接264MHz的1次谐波端和MUX2输出端；选通器MUX3输入端接264MHz的1次谐波端、MUXl输出端、SSB Mixerl输出端和 直流DC端；选通器MUX4输入端接264MHz的1次谐波端、MUX2输出端、SSB Mixer2输出端和 直流DC端；单边带混频器SSB Mixer3输入端接264MHz的24次谐波端和MUX3输出端，其输 出端为所述频率对的上频率端；单边带混频器SSB Mixer4输入端接264MHz的24次谐波端和MUX4输出端，其输 出端为所述频率对的下频率端。本发明超宽带双载波频率产生方法的优点是(1)频谱规划清晰，涵盖整个在中 国的特殊应用频率段以及双载波频率对；(2)采用本发明方法的两种产生双载波的频率综 合器以6336MHz为锁相环的工作频率，由它的除法链路得到的频率能够很大程度地被直接 利用，而且频率综合器的架构简洁，均只需要使用一个锁相环；(3)采用本发明第二种方法 的具体实施例，功耗较低，只需要两极单边带混频器，而且第二级的镜像信号在所关注的频 段以外，因而能以较低的成本实现较高的性能。
图1是适用于中国的UWB频谱规划图。图2a是本发明第一种双载波频率产生方法所产生频率对(#3、#5)或(#7、#9)的 频率产生示意图。图2b是本发明第一种双载波频率产生方法所产生频率对(#4、#6)或(#8、#10)的
频率产生示意图。图2c是本发明第一种双载波频率产生方法所产生频率对(#3、#7)或(#5、#9)的
频率产生示意图。图2d是本发明第一种双载波频率产生方法所产生频率对(#4、#8)或(#6、#10)的
频率产生示意图。图3是本发明第二种双载波频率产生方法所产生频率对的频率产生示意图。图4是本发明第一种双载波频率综合器的结构示意图。图5是本发明第二种双载波频率综合器的结构示意图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明所提供的具体实施方式
作详细的说明。考察所需要产生的频率对，它们分别是子带(#3、#5)或(#4、#6)或(#7、#9)或(#8、#10)或(#3、#7)或(#4、#8)或(#5、#9)或(#6、#10)的中心频率，其规律是所需要
同时产生的频率对是一对奇数号子带或者一对偶数号子带的中心频率，并且所需要同时产 生的频率对之间的频率间隔为2个子带带宽或者4个子带带宽，其中，子带带宽为264MHz。 则上述同时产生的频率对之间的频率间隔为528MHz或者1056MHz。本发明提供了两种双载 波频率对的产生方法第一种方法当要产生某一对频率对时，首先取该频率对的中间频率为第一频率， 即第一频率=(上频率+下频率)/2 ；再取该频率对的频间距的一半值为第二频率，即第二 频率=(上频率-下频率)/2 ；然后以第一频率为中心，与第二频率进行上、下混频，得到所 述频率对的上、下两个频率。举例来说，如图2a所示若要产生频率对(#3、#5)的中心频率6336MHz和6864MHz， 则首先得到它们的中间频率，即子带#4的中心频率6600MHz，使其与频率对(#3、#5)的 频间距的一半即264MHz上下混频，从而得到频率对(#3、#5)的上频率6864MHz和下频率 6336MHz。在该例中，中心频率6600MHz即称为第一频率，频间距的一半264MHz即称为第二频率。再举例来说，如图2c所示若要产生频率对(#3、#7)的中心频率6336MHz和 7392MHz，则首先得到它们的中间频率，即子带#5的中心频率6864MHz，使其与频率对(#3、 #7)的频间距的一半即528MHz上下混频，从而得到频率对(#3、#7)的上频率7392MHz和下 频率6336MHz。在该例中，中心频率6864MHz即称为第一频率，频间距的一半528MHz即称为
第二频率。在要生成其他频率对时，情形与上述两例相似。有意思的是，在要生成各频率对 (#3、#5)或(#4、#6)或(#7、#9)或(#8、#10)或(#3、#7)或(#4、#8)或(#5、#9)或(#6、 #10)的中心频率时，第一频率永远是Band#4 Band#9中的某个子带的中心频率，而第二频 率永远是264MHz或者528MHz中的一个，这就为硬件实现带来了便利。 图2是依照本发明第一种方法的频率产生示意图，其中，括号内的数值η表示其上 方或下方所对应的频率是264MHz的第η次谐波。图2a是产生频率对(#3、#5)或(#7、#9) 的中心频率时的频率产生示意图；图2b是产生频率对(#4、#6)或(#8、#10)的中心频率时 的频率产生示意图；图2c是产生频率对(#3、#7)或(#5、#9)的中心频率时的频率产生示 意图；图2d是产生频率对(#4、#8)或(#6、#10)的中心频率时的频率产生示意图。从图2 中可以清楚地发现，当要产生不同的频率对时，第一频率是变化的，第二频率是264MHz或 者528MHz中的一个；而当要产生任一对频率对时，将第一频率与第二频率做加法即可得到 频率对中较高的上频率，将第一频率与第二频率做减法即可得到频率对中较低的下频率， 频率对中的两个频率以第一频率为轴互为镜像。第二种方法当要产生某一对频率对时，首先取某一个固定的基准频率为第一频 率，通常取Band#3中心频率6336MHz作为第一频率；再取这对频率对的上频率与第一频率 的频间距值为第二频率，即第二频率=上频率-6336MHz ；取这对频率对的下频率与第一频 率的频间距值为第三频率，即第三频率=下频率-6336MHz ；然后将第一频率分别与第二频 率和第三频率混频，得到所述频率对的上、下两个频率。可见在第二种方法中，第一频率是固定的，频率为6336MHz ；第二频率和第三频率 是不相等的，第二频率为264MHz的0次至5次谐波，即0、264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、
71320MHz中的某个频率；第三频率为264MHz的2次至7次谐波，即528MHz、792MHz、1056MHz、 1320MHz、1584MHz 和 1848MHz 中的某个频率。图3是依照本发明的第二种方法的频率产生示意图，其中，括号内的数值η表示其 上方或下方所对应的频率是264MHz的第η次谐波。它与第一种方法的本质区别在于，第一 种方法中在产生不同的频率对时，第一频率是变化的，并且在产生任一频率对时，所同时需 要的两个第二频率的频率是相同的，只是上混频还是下混频的区别；而第二种方法中在产 生不同的频率对时，第一频率是固定的，并且在产生任一频率对时，所需要的第二频率和第 三频率是不相等的。依照本发明的第一种方法，首先要能够得到Band#4 Band#9的中心 频率；依照本发明的第二种方法，要能够得到Band#3 Band#10的中心频率。下面将论述如何以最佳的方式得到Band#3 BancWlO的中心频率，而Band#4 Band#9的中心频率已涵盖于其中。考察所需要产生的各频率点，Band#3 BancWlO的中心频率6336MHz、6600MHz、 6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz、8184MHz，它们都是 264MHz 的整数次谐波， 且分别是264MHz的24次、25次、26次、27次、28次、29次、30次、31次谐波，其对应关系如 表1所示。表1.各子带的中心频率以及与264MHz的关系 不同谐波之间可以通过简单的加减法得到，若以264MHz的24次谐波为基准，即以 6336MHz为基准，则264MHz的25次至31次谐波可以在264MHz的24次谐波的基础上再加 上264MHz的1次至7次谐波获得，如式(1)所示。 虽然Band#3 Band#10每个子带的中心频率都可以选作为基准，甚至可以选择频 段外的264MHz的24次至31次以外的其他次谐波为基准，再在它们的基础上做加减法得到 Band#3 Band#10的每个子带的中心频率。但是，此地选择以264MHz的24次谐波为基准， 即以6336MHz为基准，因为它有以下几个优点。第一，6336MHz就近取材，它已经就是一个所需要的中心频率点。
第二，6336MHz是Band#3 Band#10这8个子带中频率最低的中心频率点，这意味 着锁相环需要提供的固定频率是6336MHz，相对于要产生Band#4 Band#10这9个子带的 中心频率，产生6336MHz的固定频率输出所需要的功耗最低。第三，众所周知，加减法的实现依靠的是单边带混频器，可是对于一个固定相位输 入的单边带混频器来说，它只能实现加法或者只能实现减法。而要既能实现加法又能实现 减法，就需要能够灵活地改变输入信号的I路或者Q路的相位。这里以6336MHz为基准产 生其他几个子带的中心频率，所做的都是加法，而若以Band#4 Band#9的中心频率为基 准，则产生其他几个子带的中心频率时，单边带混频器既要实现加法又要实现减法。因而以 6336MHz为基准降低了设计复杂度。第四，以6336MHz为基准来产生其他几个子带的中心频率时，其镜像信号都在带 外。镜像信号很大程度地决定了输出频谱的纯度，在由单边带混频器实现频率的加减法时， 镜像信号杂散往往是所有杂散中能量最大的那个，因为单边带混频器的输入I和Q两路信 号之间会不可避免地由于各种原因引入正交幅度或相位失配。而以6336MHz为基准来产生 其他几个子带的中心频率时，其镜像信号的产生如式(2)所示，分别为264MHz的17次至 23 次谐波，即为 4488MHz、4752MHz、5016MHz、5280MHz、5544MHz、5808MHz、6072MHz。由于镜 像信号都在所关注的频段以外，所以能够以较低的成本得到较高的性能，减轻了设计压力。
第五，6336MHz是264MHz的24次谐波，而24可以分解为式(3)所示 也就是说，锁相环为了产生6336MHz的固定频率输出，若以264MHz为参考时钟频 率，VCO振荡在6336MHz，则锁相环路的除法器链路上只需要三个除2除法器和一个除3除 法器，而除2除法器和除3除法器的实现较为简单。此夕卜，以6336MHz为基准，它经过三个除2除法器和一个除3除法器后，在除法链 路上能产生264MHz的1次、3次和6次谐波，如式(4)所示。而通过它们之间的加减法能 够很容易地得到264MHz的2次、4次、5次和7次谐波，从而得到所有与6336MHz混频所需 要的辅助频率，即 264MHz 的 1 次至 7 次谐波264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、 1584MHz和1848MHz。因而以6336MHz为基准，能够充分利用锁相环的除法链路上所生成的
频率，频谱规划简单灵巧。
264 X 24 -^- 264 X 12 -^— 264 X 6 -^— 264 X 3 -^264 X 1
(4)
3-1=2,3+1=4v y
6-1=5,6+1=7
9
第六，若选择其他264MHz的整数次谐波为基准且使得锁相环的除法器链路上只 有除2除法器和除3除法器以保证能够通过除法链路上生成的频率间的简单加减法得到 所有辅助频率，如选择264MHz的18次谐波或32次谐波，则需要通过实现如下算法来得到 Band3 BandlO的中心频率点。 若以264MHz的18次谐波4752MHz为基准，虽然它比6336MHz频率低了很多，但 是所需要的辅助频率为264MHz的6次至13次谐波，产生较为复杂，如式(6)所示，它与式 (4)的本质区别是，它需要两级加减法才能得到所有的辅助频率，而式(4)只需要一级加减 法就可以得到所有的辅助频率。这不仅仅意味着硬件开销上是一个还是两个单边带混频器 的问题，更是单边带混频器所引入的频率杂散以及最后频谱纯度的性能问题。 若以264MHz的32次谐波8448MHz为基准，虽然也只需要做减法，并且所需要的辅 助频率为264MHz的1次至8次谐波，而在锁相环的除法链路上已经能够直接得到264MHz 的1次、2次、4次和8次谐波，其他的3次、5次、6次和7次谐波也只需要通过一次加减法 就可以得到，如式(7)所示，但是8448MHz比6336MHz频率高很多，因而在硬件实现时，无论 是VCO还是除法器，或者是单边带混频器，都既增加了设计难度又增加了功耗。 综上所述，以264MHz的24次谐波即6336MHz为基准，以式(1)的算法来得到 Band#3 BancWlO或者Band#4 Band#9的每个子带的中心频率，有其独特的优势。图4是依照本发明的第一种方法所构建的用于产生6. 2 8. 3GHz八个子带的双 载波频率综合器的第一具体实施例的结构示意图。它由两部分组成，分别是上半部分的电 荷泵型锁相环(CP-PLL)，和下半部分的基于混频器的频率合成部分。其中在电荷泵锁相环 部分，鉴频鉴相器(PFD)用于比较两个信号——参考频率和反馈频率——之间的频率和相 位，然后输出标志频率大小和相位差的一定宽度的脉冲信号；该脉冲信号经过电荷泵(CP)
10后转换为电流信号，然后由环路滤波器(Loop Filter, LF)进行低通滤波，将脉冲信号转换 为平滑的电压信号；该电压信号控制压控振荡器(VCO)使其输出相应的频率信号，此频率 信号同时也是整个锁相环的输出频率；除法器用于将VCO的输出频率分频后再输入给PFD 进行比较，从而实现负反馈的环路。整个环路处于稳定工作状态时，VCO的输出频率是参考 频率和除法器分频值的乘积，且其相位和参考频率的相位相对应。这里，环路滤波器是由 无源二阶低通滤波器构成；除法链路由三个除2除法器和一个除3除法器构成；VCO振荡在 6336MHz，参考频率为264MHz。括号中的数值η表示它所对应的频率是264MHz的第η次谐 波。在频率合成部分，由第一级单边带混频器SSB Mixerl将264MHz的1次和3次谐 波混频得到264MHz的2次谐波，再由频率选通器MUXl从264MHz的1次和2次谐波中选择 一个作为第二频率。另一方面，由频率选通器MUX2从264MHz的3次和6次谐波中选择一 个，与264MHz的1次谐波经由SSB Mixer2混频得到264MHz的2次、4次或5次谐波，该输 出与锁相环除法器链路上得到的264MHz的1次、3次和6次谐波一起作为频率选通器MUX3 的输入，从而在264MHz的1次至6次谐波中选择一个，与VCO的输出即264MHz的24次谐 波经过单边带混频器SSB Mixerf混频后得到所需要的第一频率。第一频率与第二频率在 最后一级的单边带混频器SSB Mixer4和SSB Mixer5中分别实现上、下混频，从而得到所需 要的频率对。在频率合成部分，为显示清晰，连线上所对应的频率均由它是264MHz的第η 次谐波的数值η来表征。图5是依照本发明的第二种方法所构建的用于产生6. 2 8. 3GHz八个子带的双 载波频率综合器的第二具体实施例的结构示意图。它也由两部分组成，分别是上半部分的 电荷泵型锁相环(CP-PLL)，和下半部分的基于混频器的频率合成部分。其中，上半部分的电 荷泵锁相环与第一具体实施例中的相同，这里不再赘述。在频率合成部分，由频率选通器MUXl和MUX3以及单边带混频器SSBMixerl和SSB Mixer3来产生频率对中的一个频率，由频率选通器MUX2和MUX4以及单边带混频器SSB Mixer2和SSB Mixer4来产生频率对中的另一个频率，因而在图5中，频率合成部分是上下 对称的，其区别只在于频率选通器选择了哪个频率。具体来说，VCO的输出即264MHz的24 次谐波直接作为第一频率。另一方面，频率选通器MUXl从264MHz的3次和6次谐波中选 择一个，经由单边带混频器SSB Mixerl与264MHz的1次谐波混频，从而得到264MHz的2 次、4次、5次和7次谐波，该输出与264MHz的1次、3次或6次谐波以及0次(直流)一起 作为频率选通器MUX3的输入，从而在264MHz的0次至7次谐波中选择一个，作为辅助频率 即第二频率。以相同的方式，经过MUX2、SSB Mixer2和MUX4可以得到另一个辅助频率即 第三频率。第一频率与第二频率、第三频率在最后一级的单边带混频器SSB Mixerf和SSB Mixer4中分别实现上混频，从而得到所需要的频率对。在频率合成部分，为显示清晰，连线 上所对应的频率均由它是264MHz的第η次谐波的数值η来表征。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人 员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为 本发明的保护范围内。
1权利要求
一种双载波频率产生方法，用于产生一个频率对，所述频率对的上、下两个频率属于超宽带6.2～8.3GHz的八个子带的中心频率，每个子带带宽为264MHz，其特征在于步骤如下步骤1.1取所述频率对的中间频率值为第一频率；步骤1.2取所述频率对的频间距的一半值为第二频率；步骤1.3将所述第一频率与所述第二频率上下混频得到所述频率对的上、下两个频率。
2.根据权利要求1所述的双载波频率产生方法，其特征在于在产生不同频率对时，所 述第一频率是变化的，可以为超宽带6. 2 8. 3GHz中Band#4 Band#9六个子带中的某个 中心频率，即为 6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz 中的某个频率；所 述第二频率为264MHz或者528MHz。
3.一种双载波频率产生方法，用于产生一个频率对，所述频率对的上、下两个频率属于 超宽带6. 2 8. 3GHz的八个子带的中心频率，每个子带带宽为264MHz，其特征在于步骤 如下步骤3. 1 取一个固定的基准频率值为第一频率；步骤3. 2 取所述频率对的上频率与所述第一频率的频间距值为第二频率 取所述频率对的下频率与所述第一频率的频间距值为第三频率； 步骤3. 3 将所述第一频率分别与所述第二频率和第三频率混频得到所述频率对的 上、下两个频率。
4.根据权利要求3所述的双载波频率产生方法，其特征在于在产生不同频率对时，所 述第一频率是固定的，频率为6336MHz ；所述第二频率和第三频率是不相等的，第二频率为 264MHz 的 0 次至 5 次谐波，即 0、264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz 中的某个频率； 第三频率为 264MHz 的 2 次至 7 次谐波，即 528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz 和 1848MHz中的某个频率。
5.一种按权利要求1或2所述双载波频率产生方法工作的频率综合器，由锁相环和频 率合成部分组成，所述锁相环由鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、压控振荡器VC0、三个除2除法 器和一个除3除法器依次串接首尾相连构成环路，一端接地的环路滤波器与CP输出端相 连，所述VCO的振荡频率是6336MHz，VCO和4个除法器的输出端依次为264MHz的24、12、 6、3和1次谐波端，其特征在于所述频率合成部分由3个频率选通器MUX和5个单边带混 频器SSB Mixer构成，其中单边带混频器SSB Mixerl输入端接264MHz的1次和3次谐波端，输出端为264MHz的 2次谐波端；选通器MUXl输入端接264MHz的1次谐波端和SSB Mixerl的输出端； 选通器MUX2输入端接264MHz的3次和6次谐波端； 单边带混频器SSB Mixer2输入端接264MHz的1次谐波端和MUX2输出端； 选通器MUX3输入端接264MHz的1、3、6次谐波端和SSB Mixer2输出端； 单边带混频器SSB Mixer3输入端接264MHz的24次谐波端和MUX3输出端； 单边带混频器SSB Mixer4输入端接MUXl和SSB Mixer3的输出端，其输出端为所述频 率对的上频率端；单边带混频器SSB Mixer5输入端接MUXl和SSB Mixer3的输出端，其输出端为所述频 率对的下频率端。
6. 一种按权利要求3或4所述双载波频率产生方法工作的频率综合器，由锁相环和频 率合成部分组成，所述锁相环由鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、压控振荡器VC0、三个除2除法 器和一个除3除法器依次串接首尾相连构成环路，一端接地的环路滤波器与CP输出端相 连，所述VCO的振荡频率是6336MHz，VCO和4个除法器的输出端依次为264MHz的24、12、 6、3和1次谐波端，其特征在于所述频率合成部分由4个频率选通器MUX和4个单边带混 频器SSB Mixer构成，其中选通器MUXl和MUX2的两对输入端分别接264MHz的3次和6次谐波端； 单边带混频器SSB Mixerl输入端接264MHz的1次谐波端和MUXl输出端； 单边带混频器SSB Mixer2输入端接264MHz的1次谐波端和MUX2输出端； 选通器MUX3输入端接264MHz的1次谐波端、MUXl输出端、SSB Mixerl输出端和直流 DC端；选通器MUX4输入端接264MHz的1次谐波端、MUX2输出端、SSB Mixer2输出端和直流 DC端；单边带混频器SSB Mixerf输入端接264MHz的24次谐波端和MUX3输出端，其输出端 为所述频率对的上频率端；单边带混频器SSB Mixer4输入端接264MHz的24次谐波端和MUX4输出端，其输出端 为所述频率对的下频率端。
全文摘要
本发明涉及一种双载波频率产生方法及其综合器，用于产生一个频率对，该频率对属于超宽带6.2～8.3GHz八个子带的中心频率，并且子带带宽为264MHz。本发明由所述频率对的中间频率和所述频率对之间的频间距的一半值上下混频得到一对频率对；或是取Band#3子带的中心频率6336MHz作为固定的基准频率，分别取所述频率对的上、下频率与基准频率之间的频间距和基准频率混频，得到一对频率对；应用本发明的频率综合器中只包含一个锁相环，并且锁相环只需要提供一个固定频率，锁相环的除法器链路上只包括除2除法器和除3除法器；具有功耗低、性能佳、架构简洁等优点，且频谱规划清晰，涵盖整个在中国的特殊应用频率段以及双载波频率对。
文档编号H04L27/00GK101909027SQ20091005245
公开日2010年12月8日 申请日期2009年6月3日 优先权日2009年6月3日
发明者任俊彦, 傅海鹏, 叶凡, 李宁, 李巍, 陈丹凤, 陈云峰 申请人:复旦大学