专利名称：发送器、接收器、发送方法和接收方法
技术领域：
本文讨论的实施方式涉及发送器、接收器、发送方法和接收方法，并且可以在利用多个发送天线进行发送的技术中使用。
背景技术：
在无线通信系统当中，具有优越频率使用效率的正交频率复用技术，比如OFDM(正交频分复用)、OFDMA(正交频分多址)等或者正交编码复用技术，有时候用于有效使用有限的无线资源(比如频率资源)的目的。
正交频率复用是这样一种系统，在该系统当中，符号信息被映射到频域当中彼此之间具有正交关系的子载波上，并且被发送。另一方面，正交编码复用是这样一种系统，在该系统当中，例如通过使用彼此之间具有正交关系的编码比如Walsh编码使发送符号正交，然后将发送符号叠加(复用)并且将其发送出去。
这些复用系统的缺点是取决于将要复用的符号模式，可能产生较大的峰值功率，这往往会增加峰均功率比(PAPR)。
与此同时，要求无线通信系统当中的无线单元中发送放大器具有线性特性，以防止发送信号失真。另一方面，要求发送放大器减小其规模并且具有较高的效率。为了满足这些对立要求，需要减小PAPR。
作为用于减小PAPR的已知技术，有对超过阈值的幅度进行钳制的钳制滤波器法等。作为正交频率复用技术，已知有频域交错法和PTS(局部发送序列)法，在频域交错法中，将映射到子载波上的符号交换以便减小PAPR，在PTS法中，对每个子载波的相位因子进行控制，以便减小PAPR等。
PTS法将用于发送一个OFDM符号的子载波分割为多个组(簇)，并且对每个簇赋予不同的相位旋转，这可以使每个子载波的峰值偏移，以便减小峰值功率。
作为以上用于减小PAPR的技术公开于比如以下专利文献1-3中。
(专利文献1)日本专利申请特开第2007-28092号 (专利文献2)日本专利申请特开第2004-173258号 (专利文献3)日本专利申请特开第2001-94530号 上述钳制滤波器法的缺点是超过必要限度的钳制处理可能导致接收特性降低，因为在钳制滤波器法当中执行了非线性处理。频域交错法和PTS法增加了将要通告给接收站的信息量，比如大量交错信息、与相位因子有关的信息等。
发明内容
实施方式的一个目的是减小发送器分集通信当中的PAPR。
实施方式的另一个目的是提供一些现有技术无法获得的工作效果，这些工作效果来源于稍后将描述的实施方式中展示的结构。
根据实施方式的一方面，一种设备包括发送器，该发送器包括多个发送天线；编码器，该编码器对发送信号进行空时编码，以便产生将要从分立的发送天线发送的信号序列；相位控制器，该相位控制器控制通过空时编码获得的信号序列之间的相位关系，以便使信号序列当中将要从第一发送天线发送的第一信号序列与信号序列当中将要从第二发送天线发送的第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；峰值功率测量单元，该峰值功率测量单元测量其相位关系已经得到控制的第一信号序列和第二信号序列的峰值功率；和发送功率控制器，该发送功率控制器基于测量结果控制第一信号序列和第二信号序列当中的一个或者两个的发送功率，以便使所述信号序列中的一个的峰值功率与所述第一信号序列和所述第二信号序列的平均发送功率的比最小化。
根据实施方式的一方面，一种设备包括接收器，该接收器包括从发送器接收信号的接收器，该发送器控制通过对发送信号执行空时编码获得的信号序列中从第一发送天线发送的第一信号序列与从第二发送天线发送的第二信号序列之间的相位关系，以使第一信号序列和第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；传播路径评估器，该传播路径评估器基于来自相应发送天线的已知接收信号对从相应发送天线开始的传播路径进行评估；相位校正器，该相位校正器根据与相位关系有关的控制信息对传播路径评估器作出的评估结果执行相位校正；传播路径补偿器，该传播路径补偿器基于相位校正器校正的评估结果对接收器接收到的信号序列进行传播路径补偿，以便将信号序列分离为来自相应发送天线的信号序列；和解码器，该解码器对已经经历过传播路径补偿的信号序列进行加和减，以便对信号序列解码。
根据实施方式的一方面，一种方法包括发送方法，该发送方法包括以下步骤对发送信号进行空时编码，以便产生将要从分立的发送天线发送的信号序列；控制通过空时编码获得的信号序列中将要从第一发送天线发送的第一信号序列与将要从第二发送天线发送的第二信号序列之间的相位关系，以使第一信号序列和第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；测量其相位关系已经受到控制的第一信号序列和第二信号序列的峰值功率；和基于测量结果控制第一信号序列和第二信号序列中的一个或者两个的发送功率，以便使所述信号序列中的一个的峰值功率与所述第一信号序列和所述第二信号序列的平均发送功率的比最小化。
根据实施方式的一方面，一种方法包括接收方法，该接收方法包括以下步骤从发送器接收信号，该发送器控制通过对发送信号进行空时编码获得的信号序列中将要从第一发送天线发送的第一信号序列与将要从第二发送天线发送的第二信号序列之间的相位关系，以便使第一信号序列和第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；基于从相应发送天线接收到的已知信号对从相应发送天线开始的传播路径进行评估；根据与相位关系有关的控制信息对传播路径评估结果进行相位校正；基于通过相位校正而校正了的传播路径评估结果对接收到的信号序列进行传播路径补偿，以便将接收到的信号序列分离为来自相应发送天线的信号序列；和对已经经历过传播路径补偿的信号序列进行加和减，以便将信号序列解码。
实施方式的目的和优点将通过在权利要求中具体指出的要素和组合而实现并且获得。
应当理解前面的概述和接下来的详述都为示例性和解释性的，而并不用于限制要求保护的实施方式。
图1为示出了根据第一实施方式的无线通信系统的配置的实施例的图； 图2为示意性示出了图1中示出的峰值功率控制器对峰值功率进行控制的实施例的图； 图3为方框图，示出了图1中示出的峰值功率控制器的结构的实施例(在正交频率复用的情况下)； 图4为示意性示出了图3所示的峰值功率控制器对峰值功率进行控制的实施例的图； 图5为方框图，示出了图1所示的峰值功率控制器的结构的另一实施例(在正交编码复用的情况下)； 图6为示意性示出了图5所示峰值功率控制器对峰值功率进行控制的实施例的图； 图7为方框图，示出了具有图3所示的峰值功率控制器的发送器(在正交频率复用的情况下)的结构的实施例； 图8为示意性示出了图7所示的发送器的操作的实施例的图； 图9为方框图，示出了具有图5所示的峰值功率控制器的发送器(在正交编码复用的情况下)的结构的实施例； 图10为示意性示出图9所示的发送器的操作的实施例的图； 图11为方框图，示出了图1所示的接收器的结构的实施例(在正交频率复用的情况下)； 图12为方框图，示出了图11所示传播路径补偿器的结构的实施例； 图13为方框图，示出了图1所示的接收器的结构的实施例(在正交编码复用的情况下)； 图14为方框图，示出了图13所示的传播路径补偿器的结构的实施例； 图15为示出了根据第二实施方式的无线通信系统结构的实施例的图； 图16为示出了图15所示的发送器进行的功率控制值通告方法的实施例的图； 图17为方框图，示出了图15所示的接收器的结构的实施例； 图18为示出了根据第三实施方式的无线通信系统结构的实施例的图； 图19为示意性示出了图18所示的发送器中的符号交换器(在符号没有被交换的情况下)进行的处理的实施例的图； 图20为示意性示出了图18所示的发送器当中的符号交换器(在符号被交换的情况下)进行的处理的实施例的图； 图21为示出了由图18所示出的发送器进行的通告符号是否已经交换的方法的实施例的图； 图22为方框图，示出了图18所示的接收器的结构的实施例； 图23为方框图，示出了根据第四实施方式的无线通信系统结构的实施例； 图24为示意性示出了图23所示的发送器的操作的实施例的图； 图25为方框图，示出了图23所示的接收器结构的实施例； 图26为示出了根据第五实施方式的无线通信结构的实施例的图；和 图27为方框图，示出了图26所示的峰值抑制器的结构的实施例。
具体实施例方式 此后将参照附图描述示例性实施方式。接下来的示例性实施方式仅仅为例子，并不想将没有在文中具体描述的、所提出的方法和/或设备的各种修改和变型排除在外。相反，在没有脱离所提出的方法和/或设备范围和精神的情况下，可以对实施方式作出各种修改和变型(比如通过将示例性实施方式组合起来)。
(1)第一实施方式 图1为示出了根据第一实施方式的无线通信系统结构的实施例的图。图1所示的系统具有一个或者多个无线发送器(此后将其简单地称为″发送器″)10以及一个或者多个无线接收器(此后将其简单地称为″接收器″)50。
发送器10可用于无线电接入网络(RAN)实体的发送系统中或者用于无线用户设备的发送系统中。接收器50可用于无线用户设备的接收系统中，或者用于RAN实体的接收系统中。同样的情况适用于接下来的描述。标号51表示接收器50的接收天线。
RAN实体的实施例为无线基站比如BS(基站)或者eNB(演化节点B)。无线用户设备(UE用户装备)的实施例为移动站，比如蜂窝电话、具有与蜂窝电话等效的无线接口的信息终端等。因此，UE包括了连接到RAN，以便能够发送和接收语音或者数据(或其两者)的设备。UE可以为固定式无线设备(蜂窝电话、终端等)。
(1.1)发送器 图1所示的发送器10具有两个发送天线21-1和21-2(#0，#1)，利用这些发送天线21-1和21-2进行发送器分集。为此，发送器10具有峰值功率控制器12和对应于n序列(n为自然数)中的发送流#1到#n的STC编码器(STC ENC)11-1到11-n。
发送器10具有对应于相应的发送天线21-1和21-2的复用器13-1和13-2、调制器14-1和14-2、串/并(S/P)转换器15-1和15-2、延迟电路17-1和17-2、功率控制器19-1和19-2及发送装置20-1和20-2。此外，发送器10还具有峰值功率测量装置16和控制量算术处理器18。
此后，在发送天线21-1和21-2彼此之间不作区别的情况下，将发送天线21-1和21-2偶尔称为″发送天线21″。
STC编码器11-i(i＝1到n)对作为输入信号的发送流#i的符号序列进行空时编码(STC)。比如，将发送流#i的符号序列编码为两个符号序列，这两个符号序列的符号信息将从分立的发送天线21-1和21-2在不同的时间进行发送，并且以多个(二个)发送符号作为一个单位(块)。将这种编码称为″Alamouti空时块编码″。
比如当将发送流编号x(x＝1，2，...，n-1)当中的符号编号y(＝0，1，2，...)的发送信号(符号)表达为Sxy的时候，表达为Sxy和Sx(y+1)的两个符号(块)被上述STC编码为Sxy与Sx(y+1)以及-Sy(y+1)*与Sxy*，如图1所示。顺便提到的是，A*表示A的复共轭。
符号Sxy在时间t从一个发送天线(第一发送天线)#0发送，并且在一个符号时间之后的时间t+1作为Sxy*从另一个天线#1发送。类似地，符号Sx(y+1)从一个发送天线(第二发送天线)#1在时间t作为-Sx(y+1)*发送，而在一个符号时间之后的时间t+1从另一个发送天线#0发送。
也就是说，在时间t从相应的发送天线#0和#1发送一对的两个符号Sxy和-Sx(y+1)*，并且在一个符号时间之后的时间t+1从相应的发送天线#0和#1发送一对的两个符号Sx(y+1)和Sxy*。因此通过从分立的发送天线21将两个发送符号在两个符号时间内发送两次，接收器50可以获得发送器分集增益。
在关注各发送流#x所共有的两个符号Sxy和Sx(y+1)的时候，如果将附标(inscription)x省略掉并且将符号编号的大小表达为1或0，则可以将表达为[Sxy，-Sx(y+1)*]的一对符号表达为(S0，-S1*)。类似地，可以将表达为[Sx(y+1)和Sxy*]的一对符号表达为(S1，S0*)。因此，符号S0、S0*、S1、-S1*中的每一个的附标都表示包括一个或多个符号的符号块。
在两个符号时间发送的符号对并不限于图1所示的符号对。比如，当从发送天线#0和#1到接收器50(接收天线)的无线传播路径(信道)的值表达为h0和h1并且将接收器50通过相应的信道接收到的信号表达为r0和r1的时候，可以通过下列方程(1)来表达接收器50的接收信号，其中a为常量，并且省略了噪声分量。
方程(1) 因此，在两个符号时间发送的一对符号可以为通过在方程(1)中的4x4矩阵当中彼此交换行或列获得的组合，或者可以为通过在该矩阵当中的主对角线上彼此交换元素而获得的组合。
峰值功率控制器12执行处理，以使已经被如上空时编码的各发送流#i的符号序列中将要从分立的发送天线21进行发送的符号(或者符号块)之间的幅度值(峰值功率)有所差异。换句话说，被如上空时编码的符号序列由峰值功率控制器12处理，以便使将要从分立的发送天线21发送的符号对一个符号具有由复用器13-1或者13-2进行复用而得到的相对较大的峰值功率，而另一个符号具有由复用器13-1或者13-2进行复用而得到的相对较小的峰值功率。
该处理的一个实施例示出在图2中。峰值功率控制器12进行处理，从而使将要从一个发送天线#1发送的符号S0*的峰值功率(PAPR)相对小于(或者大于)将要从另一个发送天线#0发送的符号S0的峰值功率。
类似地，峰值功率控制器12进行处理，从而使将要从一个发送天线#1发送的符号-S1*的峰值功率(PAPR)相对小于(或者大于)将要从另一个发送天线#0发送的符号S1的峰值功率。
也就是说，峰值功率控制器12进行处理，以便在具有相同信息并且将要从分立的发送天线#0和#1发送的两个符号S0和S0*之间产生峰值功率差。比如可以通过控制分立的发送天线#0和#1之间的发送符号的相位关系而实现这个处理。
在发送天线#0和#1中的每一个处测量已经经受过以上处理的每个发送符号(或者符号块)的峰值功率，并且根据测量结果对来自发送天线#0和#1的发送符号中的任一个或者两个的发送功率进行控制，以便使每个发送天线#0和#1的PAPR最小化。
比如，当根据测量结果发现的具有较高峰值功率的符号是从一个发送天线21发送的时候，减小该符号的发送功率。而且当根据测量结果发现的具有较低峰值功率的符号从另一个发送天线21发送的时候，增加该符号的发送功率。在这种场合中，优选的是均衡发送天线#0和#1的峰值功率。同时优选的是从分立的发送天线#0和#1发送的两个符号的对的发送功率总和保持恒定(也就是说，优选的是控制该对两个发送符号的对的发送功率的分布)。
在无线通信系统中，利用频率正交性的正交频率复用和利用编码正交性的正交编码复用是已知的发送信号复用的示例。在正交频率复用的情况下，上述峰值功率控制例如可以通过针对各发送天线21来控制信号(符号)在其上发送(映射)的子载波的相位因子而实现。在正交编码复用的情况下，峰值功率控制可以通过控制用于各发送天线21的正交编码的相位因子而实现。
图3示出了正交频率复用情况下峰值功率控制器12的结构的实施例，而图5则示出了正交编码复用情况下峰值功率控制器12的结构的实施例。
(正交频率复用的情况) 图3所示的峰值功率控制器12控制各子载波的相位因子，以使将要从一个发送天线#1发送的信号(符号)的峰值功率不同于将要从另一个发送天线#0发送的信号的峰值功率。
为了实现此目的，图3所示的峰值功率控制器12具有复数乘法器122-1到122-n，每个乘法器都比如将相位因子与n个序列中将要从发送天线#1发送的信号(子载波)进行相乘。此外，峰值功率控制器12具有相位因子产生器121，该相位因子产生器121为每个信号(子载波)产生相位因子。
如图3所示，相应子载波的相位因子的实施例被给出为exp(jθ1)，exp(jθ2)，...和exp(jθn)。优选的是θ1到θn的值在发送器10与接收器50之间是已知的，以便减小将要从发送器10通告给接收器50的信息量，但这并不是对该实施例的限制。
根据具有上述结构的峰值功率控制器12，将要从发送天线#0发送的信号原封不动地输出给复用器13-1。相反，将要从发送天线#1发送的每个信号都被复数乘法器122-i与用于对应子载波的相位因子exp(jθi)进行复数相乘，从而信号的峰值功率不同于将要从发送天线#0发送的信号的峰值功率，并且将其输出给复用器13-2。
在这种情况下，例如，因为信号被原封不动地输出，因而从发送天线#0发送的信号对应于所有子载波的相位因子为1的情况，如图4所示。因此在从发送天线#0发送的全部符号都为1的情况下，当已经被映射到子载波上的信号被转化到时域的时候，出现了峰值功率最大的时区。
相反，对于将要从发送天线#1发送的信号，例如，如图4所示那样，对将要赋予复数乘法器122-i的各自子载波的相位因子进行设定。在图4中，重点示出了16个子载波。当全部符号都为1的时候，与从发送天线#0发送的符号的峰值功率相比，信号的峰值功率在相同的时区内最小。换句话说，对相位因子进行设定以便使峰值功率最小化。
在图4中，因为关注重点仅仅为子载波的一部分(16个子载波)，因此省略了发送天线#0的峰值功率最大(也就是发送天线#1的峰值功率最小)的时区以外的波形。当在另一个时区内发送天线#1的峰值功率最大的时候，发送天线#0的峰值功率被最小化。
在以上实施例中，对将要从发送天线#1发送的每个子载波上的信号进行相位因子控制。另选地，可以对将要从发送天线#0发送的每个子载波上的信号进行相位因子控制。再另选地，可以对将要从各发送天线#0和#1发送的一部分子载波进行相位因子控制。
(在正交编码复用的情况下) 图5所示的峰值功率控制器12控制每个正交编码的相位因子，以使从发送天线#1发送的信号(符号)的峰值功率不同于从另一个发送天线#0发送的信号的峰值功率。
为了实现此目的，图5所示的峰值功率控制器12比如具有正交编码产生器123和正交相位因子产生器124。此外，峰值功率控制器12具有用于n个序列中将要从发送天线#0发送的信号的复数乘法器(正交编码乘法器)125-1到125-n；和用于n个序列中将要从发送天线#1发送的信号的复数乘法器126-1到126-n。
正交编码产生器123生成用于n个序列中将要从发送天线#0发送的信号和用于n个序列中将要从发送天线#1发送的信号的正交编码#1到#n。正交编码的实施例包括Walsh编码、Gold编码等。
正交编码相位因子产生器124用相位因子与正交编码产生器123产生的正交编码#1到#n中的每一个进行相乘，从而使从发送天线#1发送的峰值功率小于从发送天线#0发送的信号的峰值功率。借此产生了经受了根据相位因子的相位控制的正交编码#1′到#n′。
复数乘法器125-i将正交编码产生器123产生的正交编码#i与n个序列当中将要从发送天线#0发送的其中一个信号进行复数相乘，并且将编码输出给复用器13-1。
复数乘法器126-i将正交编码相位因子产生器124产生的并且已经经历过相位控制的正交编码#i′与n个序列当中将要从发送天线#1发送的其中一个信号进行复数相乘，且将编码输出给复用器13-2。
图6示出了峰值功率控制器12操作的实施例，并且将重点放在用于四个编码的正交编码#1到#4上。因为将要从发送天线#0发送的信号所乘的正交编码#1到#4被原封不动地给予复数乘法器125-i，因此正交编码#1到#4的相位因子对应于1(在无相位控制的情况下)。
图6示出了正交编码#1到#4比如在每个码片时间被相乘的状态。在该实施例中，在一个符号时间(四个码片时间)内，正交编码#1具有(1，1，1，1)的编码模式，正交编码#2具有(1，-1，1，-1)的编码模式，正交编码#3具有(1，1，-1，-1)的编码模式，而正交编码#4具有(1，-1，-1，1)的编码模式。
另一方面，将要从发送天线#1发送的信号所乘的正交编码#1′到#4′是由相位因子产生器124通过将与正交编码#1到#4相乘的相位因子设定为(1，1，1，-1)而产生的。因此，正交编码#1′到#3′与正交编码#1到#3相同，但是正交编码#4′具有通过将正交编码#4乘以-1而获得的模式。也就是说，正交编码#1′具有(1，1，1，1)的编码模式，正交编码#2′具有(1，-1，1，-1)的编码模式，正交编码#3′具有(1，1，-1，-1)的编码模式，而正交编码#4′具有(-1，1，1，-1)的编码模式。
在所有将从发送天线#0发送的信号的符号都为1的情况下，当被正交编码#1到#4相乘的信号被复用的时候，最大峰值功率出现在这样的码片时间内，在该码片时间内，信号比在其它码片时间更频繁地被乘以作为正交编码#i的1。
另一方面，在所有将从发送天线#1发送的信号的符号都为1的情况下，当被正交编码#1′到#4′相乘的信号被复用的时候，作为正交编码#i被相乘的1的数目和-1的数目在一个符号时间内被平均化。因此，从发送天线#1发送的信号的峰值功率在时域内被最小化。换句话说，对相位因子进行了设定，从而使峰值功率最小化。
在图6中，省略了在来自发送天线#0的峰值功率最大(也就是说，发送天线#1的峰值功率最小)的时区之外获得的波形。当来自发送天线#1的峰值功率在另一个时区内最大的时候，来自发送天线#0的峰值功率最小。
在以上实施例中，对将要从发送天线#1发送的信号所乘的正交编码的相位(编码模式)进行了控制。相反，也可以对将要从发送天线#0发送的信号所乘的正交编码的相位进行控制。另选地，可以控制将要从发送天线#0和#1两者发送的信号的正交编码的一部分的相位。
峰值功率控制器12对将要从发送天线#21发送的信号序列进行处理，以在发送天线#0发送的信号与发送天线#1发送的信号之间，每个符号(或者多个符号)的峰值功率产生差异，并且将信号序列输出给复用器13-1和13-2。
每一个复用器13-1和13-2对将要从对应的发送天线#0发送并且已经经历过峰值功率控制的信号进行复用(正交频率复用或者正交编码复用)。
将复用信号输出给对应的调制器14-1或者14-2。调制器14-1和14-2中的每一个对从对应的复用器13-1或者13-2输入的复用信号进行调制。
(在正交频率复用的情况下) 在正交频率复用的情况下，如图7所示，复用器13-1和13-2及调制器14-1和14-2的功能比如是通过映射器22-1和22-2及IFFT(逆快速傅立叶变换器)23-1和23-2实现的。在正交频率复用的情况下，可以在延迟电路17-1和17-2的前级提供CP添加器24-1和24-2。
将STC编码器11-i获得的两个系统的STC符号序列中的一个n序列输入到映射器22-1内，以便将每个输入的符号序列映射到将要从发送天线#0发送的预定子载波上。
映射器22-2被输入这样的信号，该信号是通过复数乘法器122-i将STC符号序列中的另一n序列与以上相位因子相乘而获得的，以便将每个输入的符号序列映射到将要从发送天线#1发送的预定子载波上。
IFFT 23-1和23-2中的每一个都对从对应的映射器22-1或者22-2输入的频域发送信号进行逆快速傅立叶变换，以便将该信号转换为时域信号。将被逆快速傅立叶变换处理过的时域发送信号输入到CP添加器24-1和24-2，并且将其输入到S/P转换器15-1和15-2。
CP添加器24-1和24-2中的每一个将循环前缀(CP(也称为保护间隔))添加到对应的IFFT 23-1或者23-2获得的时域发送信号中，以便减小因延迟波导致的多路径干扰。将其上添加了CP的发送信号输入到对应的延迟电路17-1或者17-2。
(在正交编码复用的情况下) 在正交频率复用的情况下，复用器13-1和13-2及调制器14-1和14-2的功能例如被实现为包括加法器25-1和25-2、扩频码乘法器26-1和26-2及扩频码产生器27的模块，如图9所示。
加法器25-1对图5所示的复数乘法器125-i的输出进行相加，以便对输出进行复用。加法器25-2对图5所示的复数乘法器126-i的输出进行相加，以便对输出进行复用。
扩频码产生器27产生预定的扩频码。扩频码乘法器(扩频器)26-1和26-2中的每一个都将扩频码与对应的加法器25-1或者25-2的输出进行相乘，以便对传输信号进行扩频处理。将扩频之后的发送信号输入到对应的延迟电路17-1或者17-2中，并且将其输入到对应的S/P转换器15-1或者15-2。
S/P转换器15-1对调制器14-1调制后的发送信号(调制信号)进行S/P转化，以便将信号分离为符号。类似地，S/P转换器15-2对调制器14-2调制以后的发送信号(调制信号)进行S/P转化，以便将信号分离为符号。S/P转换器15-1和15-2获得的信号被输入到峰值功率测量装置16中。
峰值功率测量装置16测量从S/P转换器15-1和15-2输入的调制信号的符号(多个符号)中的每一个符号的峰值功率。测量结果被送给控制量算术处理器18。
控制量算术处理器18根据峰值功率测量装置16获得的每个符号(或者多个符号)的峰值功率测量值，通过算术运算来确定将要给予功率控制器19-1和19-2中的每一个的发送功率控制值。优选的是将发送功率控制值确定为这样的值使从发送天线#0和#1发送的信号的峰值功率相等并且最小。另选地，发送功率控制值可以为使从发送天线#0和#1发送的两个符号的功率总和恒定的值。
功率控制器19-1和19-2中的每一个都可以为比如可变增益放大器，该可变增益放大器根据控制量算术处理器18确定的发送功率控制值(增益控制值)，对发送信号(调制信号)的每一个符号进行发送功率控制。
如图8所示，在正交频率复用的情况下，在将符号S0从发送天线#0发送的时间t＝0，发送天线#0的发送功率减小，而在符号S0*从发送天线#1发送的时间t＝1，发送天线#1的发送功率增大(或者保持不变)。
如图10所示，例如，在正交编码复用的情况下，在将符号S0从发送天线#0发送的时间t＝0，发送天线#0的发送功率减小，而在符号S0*从发送天线#1发送的时间，发送天线#1的发送功率增大(或者保持不变)。
在这种发送功率的控制下，发送天线#0和#1的峰值功率可以最小化。另选地，发送天线#0和#1的峰值功率可以相等。在这种场合中，从发送天线#0和#1发送的两个符号(或者符号块)的发送功率的总和可以恒定。
延迟电路17-1和17-2中的每一个都根据上述峰值功率测量和控制量算术运算所需要的时间来延迟输入功率控制器19-1或者19-2的信号，从而可以在适当时间对发送信号(符号)进行功率控制。
由发送装置20-1和20-2对已经经历过以上发送功率控制的发送信号应用预定的无线发送处理(比如转化为无线频率(上变频)等)，并且从发送天线#21-1和21-2发送到接收器50。
如上所述，该实施例中的发送器10对发送流#i进行了空时编码，并且对每个符号(或者符号块)进行处理(相位控制)，以便在一个发送天线21发送的符号序列与从另一个发送天线21发送的符号序列的峰值功率之间产生差异。
然后，发送器10测量每个符号(或者符号块)的峰值功率，并且根据测量结果控制发送天线21的每个符号(或者多个符号)的发送功率，以便最小化每个发送天线21的峰值功率。
因此，能够在不应用非线性处理比如钳制滤波器法情况下并且在不增加将要通告给接收端信息的情况下减小发送器分集通信中的峰值功率(PAPR)，这与频域交错法或者PTS法不同。因此，可以放宽对发送装置20-1和20-2中的每一个当中的作为发送放大器实施例的发送放大器所需要的放大特性的要求，并且能够有效使用发送放大器。此外，能够减小发送放大器的规模和发送放大器的功率消耗。
(1.2)接收器 (在正交频率复用的情况下) 图11为方框图，示出了根据第一实施方式的接收器50结构的实施例。图11所示的接收器50的结构是正交频率复用的情况，其比如具有接收天线51、接收装置52、定时同步器53、CP去除器54和FFT(快速傅里叶变换器)55。此外，接收器50还具有传播路径评估器56-1和56-2、传播路径补偿器57-1和57-2、延迟电路58-1和58-2、加法器59-1、减法器59-2、区别器(确定装置)60-1和60-2及并/串(P/S)转换器61。
在接收装置52中对接收天线51接收到的无线信号进行预定的无线接收处理，比如低噪声放大、频率转换(下变频)等，以便将该无线信号转换为基带信号。通过比如上面提到的方程(1)来表达接收的信号(r0，r1)。
将转换为基带信号的接收信号输入到定时同步器53和CP去除器54中。定时同步器53检测从接收装置52输入的接收信号的OFDM符号定时，以建立同步。检测到的符号定时被送给CP去除器54和FFT 55。
CP去除器54根据以上符号定时取出接收信号的CP。FFT 55根据以上符号定时对CP已经被去除的接收信号进行FFT处理，以便将接收信号转换为频域信号。频域信号被输入到传播路径评估器56-1和56-2及传播路径补偿器57-1和57-2。
传播路径评估器56-1和56-2、传播路径补偿器57-1和57-2、延迟电路58-1和58-2、加法器59-1和减法器59-2一起对接收信号进行STC解码处理。
传播路径评估器56-1根据包含在频域接收信号当中并且在分配给发送天线#0的子载波上发送的已知接收信号(导频信号)，对从发送天线#0到接收天线51的无线传播路径(信道)值h0进行评估。
类似地，传播路径评估器56-2根据包含在频域接收信号当中并且在分配给发送天线#1的子载波上发送的已知接收信号(导频信号)，对从发送天线#1到接收天线51的无线传播路径(信道)值h1进行评估。
传播路径补偿器57-1和57-2中的每一个都根据对应的传播路径评估器56-1或者56-2评估出的信道评估值h0或者h1，对接收信号进行传播路径补偿。当发送器10当中的峰值功率控制器12具有图3所示的结构时，传播路径补偿器57-1利用复数乘法器571-1将信道评估值h0与接收信号(r0，r1)进行复数相乘，以便补偿接收信号沿着从发送天线#0到接收天线51的无线传播路径经历过的失真(相位、幅度)。从而检测出(分离出)从发送天线#0发送的信号分量。可以将用于两个符号时间的接收信号(符号)表达为h0*×r0和h0*×r1。
另一方面，传播路径补偿器57-2具有复数乘法器572-1、子载波相位设定器572-2和复数乘法器572-3。子载波设定器572-2使为每个子载波设定的相位因子与发送器10当中相位因子产生器121设定的相位因子相同。
因此，复数乘法器(相位校正器)572-3将子载波相位设定器572-2给出的相位因子exp(jθi)与传播路径评估器56-2获得的信道评估值h1进行复数相乘。从而对信道评估值h1进行根据发送器10内峰值功率控制(相位控制)的相位控制，以便根据在发送器10内执行的相位控制校正信道评估值h1。
复数乘法器572-1将校正后的信道评估值h1与接收信号(r0，r1)进行复数相乘，以补偿接收信号沿着从发送天线#1到接收天线51的无线传播路径经历过的失真(相位、幅度)。从而检测出(分离出)从发送天线#1发送的信号分量。可以将两个符号时间的接收信号(符号)表达为h1×r0*和h1×r1*。
已经在传播路径补偿器57-1当中经历过传播路径补偿的接收信号在延迟电路中被延迟一个符号时间，并且被输入到加法器59-1，同时在没有延迟的情况下被输入到减法器59-2。
另一方面，已经在传播路径补偿器57-2中经历过传播路径补偿的接收信号在延迟电路58-2当中被延迟一个符号时间，并且被输入到减法器59-2，同时在没有延迟的情况被输入到加法器59-1。
加法器59-1将传播路径补偿器57-2获得的接收信号与传播路径补偿器57-1获得的一个符号时间之前的接收信号相加。另一方面，减法器59-2将传播路径补偿器57-2获得的一个符号时间之前的接收信号从传播路径补偿器57-1获得的接收信号当中减去。
上述操作的结果是在加法器59-1的输出端获得了表示为h0*×r0+h1×r1*的信号，同时在减法器59-2的输出端获得了表示为h0*×r1-h1×r0*的信号。前一个信号具有对应于STC编码的其中一个信号序列的信号分量，而后一个信号具有对应于STC编码的另一个信号序列的信号分量。
这些信号由区别器60-1和60-2区分(确定接收数据)，通过P/S转换器61转换为串行信号，并且作为接收数据被输出。在这种场合中，信号包含有发送STC编码的信号序列当中的信号分量，因此可以获得发送器分集增益。
简单地说，包括加法器59-1、减法器59-2、区别器60-1和60-2及P/S转换器61的模块作为解码器的一个实施例使用，该解码器对已经经历过传播路径补偿的接收信号序列进行加减，以便对接收信号序列解码。这一点和接下来的描述相同，除非另行指出。
(在正交编码复用的情况下) 图13为方框图，示出了在正交编码复用的情况下，根据第一实施方式的接收器50的结构的一个实施例。图13所示的接收器50比如具有接收天线51、接收装置52、搜索器53a、解扩指(finger)54a、副本正交编码产生器55-1和编码解复用器55-2。此外，接收器50具有传播路径评估器56-1和56-2、传播路径补偿器57-1和57-2、延迟电路58-1和58-2、加法器59-1、减法器59-2、区别器(确定装置)60-1和60-2及并/串(P/S)转换器61。
接收天线接收的无线信号在接收装置52中经历了预定的无线接收处理，比如低噪声放大、频率转换(下变频)等，以便转换为基带信号。
通过上述方程(1)表示接收信号(r0，r1)。
转换为基带信号的接收信号被输入到搜索器53a和解扩指54a。
搜索器53a测量接收信号的延迟特性，以便检测其中相关功率较大的定时(CDMA符号的符号定时)。检测出的定时信号在解扩指54a当中作为解扩定时使用。可以使用匹配滤波器等来检测关联功率。
解扩指54a根据搜索器53a检测到的定时信号，对接收信号进行解扩。
副本正交编码产生器55-1产生在发送器10中使用的正交编码的副本。
编码解复用器55-2将经解扩指54a解扩的信号解复用为正交编码接收信号。正交编码的经解扩的接收信号被输入到相应的传播路径评估器56-1和56-2及传播路径补偿器57-1和57-2。
传播路径评估器56-1和56-2利用分配给发送器10中的相应发送天线#0和#1的正交编码的导频信号，根据解复用为正交编码的接收信号，对发送天线#0和#1与接收天线51之间的无线传播路径的信道值h0和h1进行评估。
传播路径补偿器57-1和57-2、延迟电路58-1和58-2、加法器59-1及减法器59-2一起对接收信号进行STC解码处理。
换句话说，传播路径补偿器57-1和57-2根据相应的传播路径评估器56-1和56-2评估出的信道评估值h0和h1，对接收信号进行传播路径补偿。
在发送器10中的峰值功率控制器12具有比如图5所示结构的情况下，传播路径补偿器57-1利用复数乘法器571-1将信道评估值h0与接收信号(r0，r1)进行复数相乘，以便补偿接收信号沿着从发送天线#0到接收天线#0的无线传播路径经历过的失真(相位、幅度)。从而检测出(分离出)从发送天线#0发送的信号分量。可以将两个符号时间的接收信号(符号)表示为h0*×r0和h0*×r1。
另一方面，传播路径补偿器57-2具有复数乘法器572-1、复数乘法器572-3和编码相位设定器572-4。编码相位设定器572-4将用于每个正交编码的相位因子设定成与发送器10当中正交编码相位因子产生器124的相位因子相同。
复数乘法器(相位校正器)572-3将编码相位设定器572-4给出的相位因子与传播路径评估器56-2获得的信道评估值h1进行复数相乘。从而根据发送器10内的峰值功率控制(相位控制)对信道评估值h1进行相位控制，以便根据发送器10内进行的相位控制来校正信道评估值h1。
复数乘法器572-1将经过校正的信道评估值h1与接收信号(r0，r1)进行复数相乘，以便补偿接收信号沿着传播路径经历过的失真(相位、幅度。)。从而检测出(分离出)从发送天线#1发送的信号分量。可以将两个符号时间的接收信号(符号)表示为h1×r0*和h1×r1*。
在传播路径补偿器57-1当中经历过传播路径补偿的接收信号在延迟电路58-1中被延迟一个符号时间，并且被输入到加法器59-1，而在没有延迟的情况下被输入到减法器59-2。
另一方面，在传播路径补偿器57-2当中经历过传播路径补偿的接收信号在延迟电路58-2当中被延迟一个符号时间，并且被输入到减法器59-2，而在没有延迟的情况下被输入到加法器59-1。
加法器59-1将传播路径补偿器57-2获得的接收信号与传播路径补偿器57-1获得的一个符号时间之前的接收信号相加。另一方面，减法器59-2将传播路径补偿器57-2获得的一个符号时间之前的接收信号从传播路径补偿器57-1获得的接收信号当中减去。
结果，在加法器59-1的输出端获得了表示为h0*×r0+h1×r1*的信号，并且在减法器59-2的输出端获得了表示为h0*×r0-h1×r0*的信号。前一个信号具有对应于STC编码的其中一个信号序列的信号分量，而后一个信号具有对应于STC编码的另一个信号序列的信号分量。
这些信号由区别器60-1和60-2区分(确定接收数据)，通过P/S转换器61转换为串行信号，并且作为接收数据被输出。在这种场合中，因为合成了包含发送STC编码的信号序列当中的信号分量的信号，因此可以获得发送器分集增益。
(2)第二实施方式 当各发送天线#0和#1的发送功率在发送器10内被独立控制时，从发送天线#0发送的符号与从发送天线#1发送的符号之间的正交关系(正交性)可能会改变。在该实施例中描述了一种发送功率控制，该发送功率控制可以防止这种正交性的恶化。
当将从发送天线#m(m＝0，1)发送并且具有符号编号y的符号的功率控制值(控制量)表示为与发送流#1到#n相同的kym的时候，可以通过以下方程(3)和(4)将接收器50的接收信号r0和r1表示为 (方程2) 可以将这些方程(3)和(4)改变为以下方程(5)和(6) (方程3) 当以下方程(7)得到满足的时候，建立了方程(8)和方程(9)，因此发现没有产生正交性恶化。
(方程4) k00·k11＝k01·k10...(7) S0＝(|h0|2·k002+|h1|2·k012)S0...(8) S1＝(|h0|2·k102+|h1|2·k112)S1...(9) 在该实施例当中，控制量算术处理器18确定将要送给功率控制器19-1和19-2的功率控制值，使其满足k00·k11＝k01·k10的关系。可以将所确定的功率控制值通告给接收器50。接收到该通告的接收器50可以在所通告的功率控制值基础上进行适当的解调和解码，比如包括对信道评估值进行校正。也可以通过改变周期性地发送到接收器50的导频信号的模式进行通告，或者可以通过使用预定的信道(比如控制信道)进行通告。
图16示出了这种通告方式的一个实施例。图16示出了这样一种状态，其中发送天线#0和#1的导频信号#0和#1及功率控制值插入到OFDM帧内分立的子载波的OFDM符号上。
(发送器结构) 为了实现此目的，该实施例当中的发送器10具有位于延迟电路17-1(17-2)和功率控制器19-1(19-2)之间的导频/功率控制值插入器27-1(27-2)，插入器27-1(27-2)将导频信号#0或#1及功率控制值插入到比如图16所示的OFDM帧内预定的OFDM符号(子载波)当中。
导频/功率控制值插入器27-1和27-2作为发送功率控制量通告器的一个实施例使用，该通告器将满足预定条件的发送功率的功率控制值通告给接收器50，在该预定的条件下，上述正交关系得到保持。
顺便提到的是，导频信号#0或#1及功率控制值如何插入到OFDM帧内的规则在发送器10与接收器50之间是已知的。
(接收器结构) 另一方面，如图17所示，接收器50利用上述传播路径补偿器57-1和57-2并且借助信道评估值h0和h1对接收信号进行传播路径补偿(解调)。当接收器50对功率控制值已经插入到其内的符号(子载波)进行解调时，接收器50将功率控制值h0和h1存储在控制量存储装置62-1和62-2中。
比如，将用于符号S0和S1的功率控制值k00和k10存储在控制量存储装置62-1当中，而将用于符号S1*和S0*的功率控制值k11和k01存储在控制量存储装置62-2当中。
通过使用存储在控制量存储装置62-1和62-2中的功率控制值对数据已经映射在其内的符号(子载波)进行解码。
比如，传播路径补偿器57-1解调出的接收信号(r0，r1)被复数乘法器63-1乘以功率控制量k00和k10。可以将作为相乘结果而获得的信号表示为h0*×k00×r0和h0*×k10×r1。
另一方面，传播路径补偿器57-2解调出的接收信号(r0，r1)被复数乘法器63-2乘以功率控制量k11和k01。可以将作为相乘结果而获得的信号表示为h1×k11×r0*和h1*×k01×r1*。
也就是说，复数乘法器63-1和63-2是功率校正器的一个实施例，该功率校正器根据在发送器10内对每个发送天线21的发送功率进行控制时所确定的功率控制量对传播路径补偿解复用出的每个信号序列的功率进行校正，以便保持正交关系。
复数乘法器63-1获得的接收信号在延迟电路58-1当中被延迟一个符号时间，并且被输入到加法器59-1，而在没有延迟的情况下被输入到减法器。
另一方面，复数乘法器63-2获得的接收信号在延迟电路58-2当中被延迟一个符号时间，并且被输入到减法器59-2，而在没有延迟的情况下被输入到加法器59-1。
加法器59-1将复数乘法器63-2获得的接收信号与复数乘法器63-1获得的一个符号时间之前的接收信号相加。另一方面，减法器59-2将复数乘法器63-2获得的一个符号时间之前的接收信号从复数乘法器63-1获得的接收信号当中减去。
作上述运算的结果，在加法器59-1的输出端获得了表示为h0*×k00×r0+h1×k11×r0*的信号，同时在减法器59-2的输出端获得了表示为h0*×k10×r1-h1×k01×r1*的信号。
前一个信号具有对应于STC编码的其中一个信号序列的信号分量，而后一个信号具有对应于STC编码的另一个信号序列的信号分量。两个信号的分量都是经历过对每个发送天线#0和#1进行发送功率控制的信号分量，从而保持了信号之间的正交关系。
这些信号由区别器60-1和60-2区分(确定接收数据)，通过P/S转换器61转换为串行信号，并且作为接收数据被输出。在这种场合中，合成了包含有发送STC编码的信号序列当中的信号分量的信号，正交关系得到保持，因此可以获得优越的发送器分集增益。
与此同时，发送器10可以在数据符号S0，S1，-S1*，S0*被发送的定时内将导频信号插入到每个OFDM符号(任何一个子载波)当中。
在这种场合下，只要导频信号的发送功率和以上数据符号一样得到控制，接收器50就可以根据接收导频信号获得与h0*×k00、h1×k11、h0*×k10和h1×k01有关的信息。
因此，即使发送器10没有像以上一样将每个功率控制值通告给接收器，接收器50也可以适当地借助比如图11和图12所示的以上结构对接收信号进行解调并且解码。
(3)第三实施方式 当在发送器10内计算出功率控制值从而不会恶化从发送天线#0和#1发送的符号正交性的时候，取决于发送符号的峰值功率之间的幅度关系，PAPR的提高程度可能会降低。为此，本实施方式旨在在保持正交性的同时降低PAPR。
当功率控制值满足上述方程(7)表达的条件[k00·k11＝k01·k10(因而也满足k00/k01＝k10/k11)]的时候，可以防止正交性的降低。
当上述条件未得到满足时，发送器10交换发送符号，从而满足该条件，以降低PAPR。
图19示出了一个实施例，在该实施例中，发送符号交换处理是不必要的。图19示出了这样的情况，其中将要从发送天线#0发送的符号S0和S1的峰值功率具有″大(小)″和″大(小)″的关系，而符号-S1*和S0*的峰值功率具有″小(大)″和″小(大)″的关系。因为这种情况可以满足条件方程(7)的正交性关系，因此控制量算术处理器18确定满足方程(7)的功率控制数值k00、k01、k10和k11，并且产生最小峰值功率。
图20示出了一个实施例，在该实施例中，进行了发送符号交换处理。图20示出了这样的情况，在该情况下，从发送天线#0发送的符号S0和S1的峰值功率具有″大(小)″和″小(大)″的关系，而从发送天线#1发送的符号-S1*和S0*的峰值功率具有″大(小)″和″小(大)″的关系。在这种情况下，无法满足条件方程(7)的正交性。
为了解决这一问题，发送器10在发送天线#0与#1之间进行发送符号交换的处理，确定满足方程(7)的功率控制值k00、k01、k10和k11，并且产生最小峰值功率。在图20所示的实施例中，从发送天线#0发送的符号S1与从发送天线#1发送的符号-S1*互相交换。
当执行了以上符号交换处理时，发送器10可以将这一点通告给接收器50。这种通告可以通过改变周期性地发送到接收器50的导频信号模式进行，或者可以通过使用预定信道(比如控制信道)当中的信号进行。
图21示出了使用导频信号时的通告方法的实施例。在图21当中，没有对第一和第二OFDM符号进行符号交换处理，但却对第三和第四OFDM符号进行了符号交换处理。
发送器10在每个OFDM符号的发送定时插入用于发送天线#0和#1的导频信号#0和#1。在这种场合中，发送器10改变已经经历过符号交换处理的OFDM符号当中的导频信号#0或者#1的模式。比如，发送器10将导频信号的极性(导频模式)翻转。
这样，接收器50通过监视接收到的导频信号#0和#1的模式(比如极性)而检测是否已经进行过符号交换处理，从而进行适当的接收处理。
(发送器结构) 图18示出了用于实现以上处理的发送器10的结构的实施例。在比如图18中示出的发送器10具有位于功率控制器19-1(19-2)与发送装置20-1(20-2)之间的符号交换器28和导频插入器29-1(29-2)。
符号交换器28选择性地对从功率控制器19-1和19-2馈入的输出信号进行符号交换处理。可以比如根据峰值功率测量装置16的测量结果由控制量算术处理器18确定符号交换处理是否有必要。
符号交换器28具有对应于发送天线#0的S/P转换器281-1和P/S转换器282-1、对应于发送天线#1的S/P转换器281-2和P/S转换器282-2及开关(SW)283。
S/P转换器281-1(281-2)对从发送功率控制器19-1(19-2)输出的信号进行S/P转换，并且将发送符号S0和S1中的其中一个(比如S0)输出给P/S转换器282-1(282-2)，而将另一个发送符号(比如S1)发送给开关283。
开关283根据从控制量算术处理器18馈入的符号交换处理是否有必要的确定结果，将从对应于发送天线#0和#1中的一个天线#0(#1)的S/P转换器281-1(281-2)输入的符号输出到对应于另一个发送天线#1(#0)的P/S转换器282-2(282-1)，或者输出到对应于前一个发送天线#0的P/S转换器282-1(282-2)。
P/S转换器282-1对从S/P转换器281-1输入的信号(比如S0)和从开关283输入的信号(当没有执行符号交换时为S1，或者当执行了符号交换时为-S1*)进行P/S转换。
类似地，P/S转换器282-2对从S/P转换器281-2输入的信号(比如S0*)和从开关283输入的信号(当没有执行符号交换时为-S1*，或者当执行了符号交换时为S1)进行P/S转换。
如上所述，能够在发送天线#0与#1之间进行交换发送符号的符号交换处理。
如图21所示，导频插入器(信号交换信息通告器)29-1和29-2中的每一个比如插入用于对应天线#0或#1的根据是否已经进行了符号交换处理而处于某一模式(极性)的导频信号。比如根据控制量算术处理器18的算术运算结果而对将要插入的导频信号的极性进行控制。可以将符号交换过程是否已经执行的消息通告给接收器50。
如上所述，根据发送天线#0和#1之间的发送符号的峰值功率关系对发送符号执行的符号交换处理可以在防止正交性的降低的同时改善PAPR。
将功率控制值k00、k01、k10和k11从发送器10通告给接收器50可以按照与第二实施方式类似的方式实现。
(接收器结构) 接收器50具有比如图22所示出的结构。图22所示出的接收器50具有导频检测器64，该导频检测器64从已经经历过由FFT 55进行的FFT处理的接收信号中检测导频信号。可以根据导频检测器64检测到的来自各发送天线#0和#1的导频信号的模式(极性)检测在发送器10内是否执行了符号交换处理(进行或者没有进行符号交换处理)。
根据检测结果，传播路径补偿器57-1和57-2当中的算术处理得到控制。下面的表1示出了这种控制的实施例。
(表1) 传播路径补偿控制(交换)的实施例 如表1所示出，当未执行符号交换处理时，传播路径补偿器57-1使用接收信号r0和r1和传播路径评估器56-1获得的信道评估值h0进行了表示为h0*×r0、h0*×r1的算术运算，以执行传播路径补偿。
类似地，传播路径补偿器57-2利用接收信号r0和r1和传播路径评估器56-2获得的信道评估值h1进行了表示为h1×r0*、h1×r1*的算术运算，以执行传播路径补偿。
相反，当已经执行了符号交换处理时，传播路径补偿器57-1利用接收信号r0和r1和传播路径评估器56-1获得的信道评估值h0进行了表示为h0*×r0和h0×r1*的算术运算，以便执行传播路径补偿。
类似地，传播路径补偿器57-2利用接收信号r0和r1和传播路径评估器56-2获得的信道评估值h1进行了表示为h1*×r0和h1×r1*的算术运算，以便执行传播路径补偿。
如上所述，当在发送器10内执行了符号交换处理时，传播路径补偿器57-1和57-2将接收符号恢复为经历符号交换处理之前的符号，然后执行对应于传播路径补偿的算术运算。换句话说，传播路径补偿器57-1和57-2进行一种控制，以便根据发送器10中是否执行了符号交换处理，而交换将要经历传播路径补偿的接收信号。
在传播路径补偿器57-1当中经历了传播路径补偿的接收信号在延迟电路58-1当中延迟了一个符号时间，并且被输入到加法器59-1，而在没有延迟的情况下被输入到减法器59-2。
另一方面，在传播路径补偿器57-2当中经历了传播路径补偿的接收信号在延迟电路58-2当中延迟了一个符号时间，并且被输入到减法器59-2，而在没有延迟的情况下被输入到加法器59-1。
加法器59-1将传播路径补偿器57-2获得的接收信号与传播路径补偿器57-1获得的一个符号时间之前的接收信号相加。减法器59-2将传播路径补偿器57-2获得的一个符号时间之前的接收信号从传播路径补偿器57-1获得的接收信号当中减去。
从加法器59-1输出的信号具有对应于STC编码的信号序列中的一个信号序列的信号分量，而从减法器59-2输出的信号具有对应于另一个STC编码信号序列的信号分量。两个信号的分量是对相应发送天线#0和#1经历过发送功率控制以便保持信号之间的正交性关系的信号分量。注意在图22中省略了对功率控制值k00、k01、k10和k11的算术运算(可以与第二个实施方式相同)。
这些信号由区别器60-1和60-2区分(确定接收数据)，由P/S转换器61转换为串行信号，并且作为接收数据被输出。在这种场合中，合成了包含位于发送STC编码的信号序列当中的信号分量的信号，并保持了正交关系，因此可以获得优越的发送器分集增益。
(4)第四实施方式 图23为方框图，示出了根据第四实施方式的无线通信系统的结构的实施例。图23示出了将上述峰值功率控制应用于空间频率块编码(SFBC)的OFDM发送器情况下的结构。
(发送器结构) 该实施例当中的发送器10具有作为峰值功率控制器12的实施例的相位因子产生器121、n个S/P转换器127-1到127-n、n个S/P转换器128-1到128-n、n个复数乘法器129-1-1到129-n-1和n个复数乘法器129-1-2到129-n-2。此外，该实施例当中的发送器10具有对应于相应的发送天线#0和#1的映射器22a-1和22a-2。注意除非特别指出，图23中类似的标号表示与前述部件类似或者对应的部件。
在该实施例中的峰值功率控制器12中，S/P转换器127-i被输入通过STC编码器11-1到11-n当中的对应一个获得的两个发送符号序列(S0，S1和-S1*，S0*)中的其中一个发送符号序列(比如S0，S1)，将该符号序列S0，S1转换为并行信号。
S/P转换器128-i被输入通过STC编码器11-1到11-n当中的对应一个获得的两个发送符号序列(S0，S1和-S1*，S0*)中的另一个发送符号序列(比如-S1*，S0*)，将该发送符号序列转换为并行信号-S1*，S0*。
复数乘法器129-i-1将相位因子产生器121产生的用于发送天线#1的相应子载波的相位因子当中对应于符号-S1*将被映射器22a-2映射于其上的子载波的相位因子与S/P转换器128-i获得的两个符号-S1*、S0*中的其中的一个符号(比如-S1*)相乘。
复数乘法器129-i-2将两个符号-S1*、S0*中的另一个符号(比如S0*)与以上子载波的相位因子当中对应于符号S0*将映射于其上的子载波的相位因子相乘。该相位因子与给予复数乘法器129-i-1的相位因子相同。也就是说，STC编码当中的每个组合(-S1*，S0*)与相位因子复数相乘。顺便提到的是符号S0*被映射到不同于其上映射有符号-S1*的子载波的子载波(例如相邻子载波)上。
映射器22a-1将S/P转换器127-i获得的两个符号S0，S1映射到分配给发送天线#0的子载波中的子载波上，并且将映射结果输出给IFFT 23-1。比如，将符号序列S0映射到奇数(或者偶数)子载波上，而将符号序列S1映射到与其上映射有符号序列S0的子载波相邻的偶数(或者奇数)子载波上。
映射器22a-2将已经被复数乘法器129-i-1和129-i-2与相位因子复数相乘的两个符号-S1*，S0*映射到分配给另一个发送天线#1的子载波中的子载波上，并且将映射结果输出给IFFT 23-2。比如，将符号序列-S1*映射到奇数(或者偶数)子载波上，而将符号序列S0*映射到与其上映射有符号序列S0*的子载波相邻的偶数(或者奇数)子载波上。
如上映射到用于发送天线#0和#1的子载波上的发送信号在IFFT23-1和IFFT 23-2当中经历了IFFT处理，被转换为时域信号，并且在CP添加部24-1和24-2中被添加了CP，并且分别被输入到功率控制器19-1和19-2。
另一方面，IFFT 23-1和IFFT 23-2的输出还被输入到峰值功率测量装置16。峰值功率测量装置16测量从各发送天线#0和#1发送的信号的峰值功率。在该实施例中，峰值功率控制器12当中的S/P转换器127-i和128-i分别对将要从发送天线#0发送的符号S0，S1和从发送天线#1发送的符号-S1*，S0*进行S/P转换。因此，与上述实施方式不同，不需要再次执行S/P转换来测量每个符号的峰值功率。
图24示出了上述发送器10的操作的实施例。在这种情况下，对于发送天线#0输出的信号，峰值功率控制器12当中的S/P转换器127-i获得的符号序列原封不动地输出到映射器22a-1，这对应于分配给发送天线#0的子载波的全部相位因子都为1的情况。因此，在从发送天线#0发送的全部符号都为1的情况下，在将已经映射到子载波上的信号转换为时域的时候，出现了峰值功率最大的时区。
相反，对于从另一个发送天线#1发送的信号，比如如图24所示出的那样设定分配给发送天线#1的子载波的相位因子(各相位因子用于送给复数乘法器129-i-1和129-i-2的对的STC编码的组合)。当从发送天线#1发送的符号为1时，在相同的时区出现了相对于发送天线#0的峰值功率的最小峰值功率。换句话说，对用于每个STC编码的相位因子进行设定，以便最小化峰值功率。
在这种情况下，在发送天线#0的峰值功率最大并且发送天线#1的峰值功率最小的符号时间内，控制量算术处理器18确定减小发送天线#0的峰值功率的发送功率控制值以及增大发送天线#1的峰值功率的发送功率控制值。在这种场合中，优选的是发送功率控制值使从发送天线#0和#1发送的信号具有相同并且最小的值。另选地，可以将发送功率控制值确定为这样的值，该值使从发送天线#0和#1发送的两个符号的功率总和恒定。
相反，在发送天线#0的峰值功率最小并且发送天线#1的峰值功率最大的符号时间内，控制量算术处理器18确定增大发送天线#0的发送功率的发送功率控制值以及减小发送天线#1的发送功率的发送功率控制值。
在以上实施例当中，对从发送天线#1发送的信号的各子载波进行相位因子控制。相反，也可以对从发送天线#0发送的信号的各子载波进行相位因子控制。另选地，可以对分配给发送天线#0和#1中的每一个发送天线的子载波的一部分进行相位因子控制。
(接收器结构) 图25为方框图，示出了对应于SFBC发送器10的接收器的结构的实施例。图25所示出的接收器50不同于图11所示出的接收器50之处在于该接收器50具有传播路径补偿器57A-1、57B-1、57A-2和57B-2，取代了传播路径补偿器57-1和57-2，并且省略了延迟电路58-1和58-2。顺便提到的是当没有互相区别传播路径补偿器57A-1、57B-1、57A-2和57B-2的时候，将把传播路径补偿器简单地称为传播路径补偿器57。
对应于在发送器10当中将一对发送符号序列S0和S1(或-S1*和S0*)映射到互相相邻的子载波上，该实施例当中的传播路径补偿器57对彼此相邻的子载波进行传播路径补偿。
比如，当将一对发送序列S0和S1(或-S1*和S0*)的其中一个映射到偶数编号的子载波上，并且将另一个发送序列映射到奇数编号的子载波上的时候，传播路径补偿器57A-1(57A-2)中的一个传播路径补偿器57A-1(57A-2)对偶数编号的子载波进行传播路径补偿，而另一个传播路径补偿器57A-2(57B-2)对具有奇数编号的子载波进行传播路径补偿。
传播路径补偿器57A-1和57B-1根据传播路径评估器56-1评估出的信道值h0进行传播路径补偿。传播路径补偿器56-1根据来自发送天线#0的导频信号对信道值h0进行评估。
传播路径补偿器57A-2和57B-2根据传播路径评估器56-2评估出的信道值h1进行传播路径补偿。传播路径评估器56-2根据来自发送天线#1的导频信号对信道值h1进行评估。
当偶数编号的子载波上的接收信号被表示为r0，而奇数编号的子载波上的接收信号被表示为r1的时候，可以将经历过传播路径补偿器57A-1进行的传播路径补偿的接收信号表示为h0*×r0，而将经历过传播路径补偿器57B-1进行的传播路径补偿的接收信号表示为h0*×r1。另一方面，可以将经历过传播路径补偿器57B-1进行的传播路径补偿的接收信号表示为h1×r0*，而将经历过传播路径补偿器57B-1进行的传播路径补偿的接收信号表示为h1×r1*。
将经历过传播路径补偿器57A-1进行的传播路径补偿的接收信号(h0*×r0)和经历过传播路径补偿器57B-2进行的传播路径补偿的接收信号(h1×r1*)输入到加法器59-1。
另一方面，将经历过传播路径补偿器57A-2进行的传播路径补偿的接收信号(h1×r0*)和经历过传播路径补偿器57B-1进行的传播路径补偿的接收信号(h0*×r1)输入到减法器59-2。
例如在图11中示出的延迟电路58-1和58-2不必要使用的原因是一对发送序列S0和S1(或者-S1*和S0*)被同时映射到分立(相邻)的子载波上。
因此，加法器59-1将传播路径补偿器57A-1获得的接收信号(h0*×r0)加到被同时映射并且由传播路径补偿器57B-2获得的接收信号(h1×r1*)上。另一方面，减法器59-2将被同时映射并由传播路径补偿器57A-2获得的接收信号(h1×r0*)从传播路径补偿器57B-1获得的接收信号(h0*×r1)当中减去。
作为以上运算的结果，在加法器59-1的输出端获得了表示为h0*×r0+h1×r1*的信号，并且在减法器59-2的输出端获得了表示为h0*×r1-h1×r0*的信号。这些信号等效于在比如图11示出的接收器50的加法器58-1和减法器58-2的输出。
前一个信号具有对应于STC编码的信号序列中的一个的信号分量，而后一个信号具有对应于另一个STC编码的信号序列的信号分量。
这些信号由区别器60-1和60-2区分(确定接收数据)，由P/S转换器61转换为串行信号，并且作为接收数据被输出。在这种场合中，信号包含发送STC编码的信号序列的信号分量，因此可以获得发送器分集增益。
(5)第五实施方式 在以上实施方式当中并没有执行属于非线性处理的峰值抑制处理。但是峰值抑制处理可应用于各实施方式。图26示出了根据应用了峰值抑制处理的第一实施方式的发送器10的结构的实施例。
图26示出的发送器10具有分别位于功率控制器19-1(19-2)与发送装置20-1(20-2)之间并且对应于发送天线#0和#1的峰值抑制器30-1和30-2。在图26中，除非特别指出，类似标号指示与之前附图类似或者对应的部件。
每一个峰值抑制器30-1和30-2进行处理，以便抑制经历过由功率控制器19-1或者19-2进行的发送功率控制的发送信号(调制信号)的峰值功率。作为峰值抑制处理的实施例，具有一种与因子(窗口函数)进行相乘以便使发送信号的时域信号波形的最大数值(幅度峰值)不会超过预定的阈值的方法。
图27示出了应用了上述方法的峰值抑制器30-1和30-2的结构的实施例。图27示出的每一个峰值抑制器30-1和30-2都比如具有延迟电路311、幅度算术处理器312、峰值检测器313、窗口函数产生器314和乘法器315。
延迟电路311将从功率控制器19-1或者19-2输入的发送信号延迟预定时间，以便调整乘法器315将来自窗口函数产生器314的因子与发送信号进行相乘的时间。
幅度算术处理器312以预定的采样间隔对从功率控制器19-1或者19-2输入的发送信号的波形进行采样，以便离散地检测发送信号的幅度值。
峰值检测器313根据幅度算术处理器312获得的幅度数值的分布来检测发送信号幅度值的最大值(峰值)和发送信号的采样定时。
窗口函数产生器314产生具有适当分布的因子(窗口函数)，该因子减小了最大值的幅度，以便将峰值检测器313检测到的最大值减小为预定阈值或者更低。作为窗口函数，可以应用任意窗口函数，比如余弦函数、升余弦函数、Hunning窗口、Humming窗口、Kaiser窗口等。
乘法器315将窗口函数产生器314产生的函数与经延迟电路311延迟的发送信号进行相乘，以便抑制发送信号的峰值。从而可以进一步改善PAPR。
经历过峰值抑制处理的发送信号在发送装置20-1或者20-2当中经历预定的无线发送处理，并且从发送天线#0或者#1发送到接收器50。
可以利用滤波器比如钳制滤波器进行峰值抑制处理。
文中陈述的全部实施例和条件性语言都出于启示目的，以便协助读者理解发明人贡献给本领域的发明和概念，并且应当被解释为不限于这种具体陈述的实施例和条件，这些实施例在说明书当中的组织也与本发明的优劣无关。虽然已经详细地描述了实施方式，但应当理解在不脱离发明本意和范围的情况下可以对这些实施方式作出各种改变、替换和修改。
权利要求
1、一种发送器(10)，该发送器包括
多个发送天线(21-1，21-2)；
编码器(11-1到11-n)，所述编码器(11-1到11-n)对发送信号进行空时编码，以便产生将要从分立的发送天线(21-1，21-2)发送的信号序列；
相位控制器(124)，所述相位控制器(124)控制通过所述空时编码获得的信号序列之间的相位关系，以便使所述信号序列当中将要从第一发送天线(21-1)发送的第一信号序列与所述信号序列当中将要从第二发送天线(21-2)发送的第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；
峰值功率测量单元(16)，所述峰值功率测量单元(16)测量其相位关系已经得到控制的所述第一信号序列和所述第二信号序列的峰值功率；和
发送功率控制器(19-1，19-2)，所述发送功率控制器(19-1，19-2)基于所述测量的结果来控制所述第一信号序列和所述第二信号序列当中的任一个或者两者的发送功率，以便使所述信号序列中的一个的峰值功率与所述第一信号序列和所述第二信号序列的平均发送功率的比最小化。
2、根据权利要求1所述的发送器，其中所述发送功率控制器(19-1，19-2)减小所述第一信号序列和所述第二信号序列当中产生较高峰值功率的一个信号序列的发送功率，并且增大产生较低峰值功率的另一个信号序列的发送功率，所述第一信号序列和所述第二信号序列被给予不同的峰值功率。
3、根据权利要求2所述的发送器，其中所述发送功率控制器(19-1，19-2)控制所述第一信号序列和所述第二信号序列的发送功率，从而使所述第一信号序列和所述第二信号序列的所述发送功率的总和恒定。
4、根据权利要求1-3中任一项所述的发送器，其中所述发送功率控制器(19-1，19-2)控制所述发送功率，以便满足预定条件，在所述预定条件之下，所述第一信号序列和所述第二信号序列之间的正交关系得到保持。
5、根据权利要求4所述的发送器，所述发送器还包括发送功率控制量通告器(27-1，27-2)，所述发送功率控制量通告器(27-1，27-2)将使所述发送功率满足所述预定条件的功率控制量通告给接收所述第一信号序列和所述第二信号序列的接收器(50)。
6、根据权利要求1-3中任一项所述的发送器，其中对所述相位关系的控制包括对从所述发送天线(21-1，21-2)中的每一个发送天线发送的所述信号序列映射于其上的子载波进行相位控制。
7、根据权利要求1-3中任一项所述的发送器，其中对所述相位关系的控制包括对从所述发送天线(21-1，21-2)中的每一个发送天线发送的所述信号序列所乘的正交编码进行相位控制。
8、根据权利要求1所述的发送器，所述发送器还包括
信号交换器(28)，所述信号交换器(28)基于所述峰值功率测量单元(16)测量出的峰值功率之间的大小关系，在所述发送天线(21-1，21-2)之间用所述第一信号序列中的元素信号交换所述第二信号序列中的元素信号，或者在所述发送天线(21-1，21-2)之间用所述第二信号序列中的元素信号交换所述第一信号序列中的元素信号，以便满足预定条件，在所述预定条件之下，所述第一信号序列和第二信号序列之间的所述正交关系得以维持。
9、根据权利要求8所述的发送器，所述发送器还包括信号交换信息通告器(29-1，29-2)，所述信号交换信息通告器(29-1，29-2)将是否进行了所述信号交换的情况通告给接收所述第一信号序列和所述第二信号序列的所述接收器(50)。
10、根据权利要求1所述的发送器，所述发送器还包括
映射器(22-1，22-2，22a-1，22a-2)，所述映射器(22-1，22-2，22a-1，22a-2)将其相位关系已经得到控制的所述第一信号序列和所述第二信号序列映射到分立的子载波上；和
逆快速傅里叶变换(IFFT)处理器(23-1，23-2)，所述处理器(23-1，23-2)将映射到所述子载波上的所述第一信号序列和第二信号序列转换到时域；其中
所述峰值功率测量单元(16)测量转换到时域的所述第一信号序列和所述第二信号序列的峰值功率。
11、根据权利要求1-3中任一项所述的发送器，所述发送器还包括峰值抑制器(30-1，30-2)，所述峰值抑制器(30-1，30-2)对经历了所述发送功率控制的所述第一信号序列和第二信号序列进行峰值抑制处理。
12、一种接收器(50)，该接收器包括
从发送器(10)接收信号的接收器(52)，所述发送器(10)控制通过对发送信号执行空时编码而获得的信号序列中的从第一发送天线(21-1)发送的第一信号序列与从第二发送天线(21-2)发送的第二信号序列之间的相位关系，以使所述第一信号序列和第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；
传播路径评估器(56-1，56-2)，所述传播路径评估器(56-1，56-2)基于来自相应发送天线(21-1，21-2)的已知接收信号对从相应发送天线(21-1，21-2)开始的传播路径进行评估；
相位校正器(572-3)，所述相位校正器(572-3)根据与所述相位关系有关的控制信息，对所述传播路径评估器(56-2)作出的评估结果执行相位校正；
传播路径补偿器(57-1，57-2)，所述传播路径补偿器(57-1，57-2)基于所述相位校正器(572-3)校正过的评估结果对所述接收器(52)接收到的信号序列进行传播路径补偿，以便将所述信号序列分离为来自相应发送天线(21-1，21-2)的信号序列；和
解码器(59-1，59-2，60-1，60-2)，所述解码器(59-1，59-2，60-1，60-2)对已经经历过传播路径补偿的信号序列进行加和减，以便对所述信号序列进行解码。
13、根据权利要求12所述的接收器，所述接收器还包括
功率校正器(63-1，63-2)，所述功率校正器(63-1，63-2)根据借以在所述发送器(10)当中对所述发送功率进行控制的功率控制量对所分离出的信号序列的功率进行校正，以便满足预定条件，在所述预定条件之下，所述第一信号序列和第二信号序列之间的所述正交关系得以维持。
14、根据权利要求12所述的接收器，其中所述功率控制量是从所述发送器(10)通知的。
15、根据权利要求12所述的接收器，其中所述发送器(10)将其相位关系已经得到控制的所述第一信号序列和所述第二信号序列映射到分立的子载波上，将所述第一信号序列和所述第二信号序列转换到时域，并且发送所述第一信号序列和第二信号序列；并且
所述传播路径补偿器(57-1，57-2)对每一个分立的子载波进行传播补偿。
16、根据权利要求12所述的接收器，其中所述传播路径补偿器(57-1，57-2)根据所述第一信号序列中的元素信号和所述第二信号序列中的元素信号是否已经在所述发送器(10)当中在所述发送天线(21-1，21-2)之间进行了交换而对要经历所述传播路径补偿的接收信号进行交换控制，以便满足预定条件，在所述预定条件之下，所述第一信号序列和所述第二信号序列之间的正交关系得以保持。
17、一种发送方法，该发送方法包括以下步骤
对发送信号进行空时编码，以便产生将要从分立的发送天线(21-1，21-2)发送的信号序列；
控制通过所述空时编码获得的信号序列中将要从第一发送天线(21-1)发送的第一信号序列与将要从第二发送天线(21-2)发送的第二信号序列之间的相位关系，以使所述第一信号序列和所述第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；
测量其相位关系已经受到控制的所述第一信号序列和所述第二信号序列的峰值功率；和
基于测量结果来控制所述第一信号序列和第二信号序列中的任一个或两者的发送功率，以便使所述信号序列中的一个的峰值功率与所述第一信号序列和所述第二信号序列的平均发送功率的比最小化。
18、一种接收方法，该接收方法包括以下步骤
从发送器(10)接收信号，所述发送器(10)控制通过对发送信号进行空时编码而获得的信号序列中的将要从第一发送天线(21-1)发送的第一信号序列与将要从第二发送天线(21-2)发送的第二信号序列之间的相位关系，以使所述第一信号序列和所述第二信号序列之间在峰值功率方面有所差异；
基于从相应发送天线(21-1，21-2)接收到的已知信号对从相应发送天线(21-1，21-2)开始的传播路径进行评估；
根据与相位关系有关的控制信息对传播路径评估结果进行相位校正；
基于通过相位校正而校正了的传播路径评估结果对接收到的信号序列进行传播路径补偿，以便将接收到的信号序列分离为来自相应发送天线(21-1，21-2)的信号序列；和
对已经经历过传播路径补偿的信号序列进行加和减，以便将所述信号序列解码。
全文摘要
本发明涉及发送器、接收器、发送方法和接收方法。对通过对发送信号进行空时编码而获得的信号序列之间的相位关系进行控制，以使将要从分立的发送天线(21-1，21-2)发送的信号序列之间在峰值功率方面有所差异，并且对信号序列中的其中一个或者两个进行控制，以便使所述信号序列中的一个的峰值功率与所述第一信号序列和所述第二信号序列的平均发送功率的比最小化。
文档编号H04L27/26GK101610233SQ20091013697
公开日2009年12月23日 申请日期2009年4月30日 优先权日2008年6月18日
发明者川崎敏雄 申请人:富士通株式会社