专利名称：无线信道估计器的制作方法
技术领域：
本发明涉及在无线系统中实现的无线信道估计领域，例如，利用多发射天线的移
动通信系统。
背景技术：
例如，无线信道估计用于传统的移动通信系统中，其中已知的符号，也叫做参考或 者导频符号，从发射器发射给接收器，接收器基于参考符号的信息来估计无线信道。由于接 收器知道参考符号何时及如何被发射，无线信道可以被估计，并且基于无线信道估计，数据 可以在消除或者降低无线信道的影响的情况下被检测。 使用多发射和接收天线的系统，如已知的多输入多输出(MIM0 = Multiplelnput Multiple Output)系统，保证信道容量的有效增益，参见I..E.Telatar， C即acity of Multi—Ante皿a Gaussian Channels, European Trans. Telecomm皿.，vol. 10， pp. 585—595， 1999年11月，以及G. J. Foschini禾口 M. J. Gans， On Limits ofWireless Communications in a Fading Environment when using MultipleAntennas， Wireless Personal Communications, vol. 6， pp. 311-335， 1998年。 与正交频分复用(OFDM = Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 一起，MIM0-0FDM是，例如，为无线局域网(WLAN = Wireless Local AreaNetwork)标准 IEEE 802. lln选择的，参见R. Van Nee， V. K. Jones， G. Awater， A. Van Zelst， J. Gardner和 G.Steele, The 802.lln MIM0-0FDM standard forwireless LAN and beyond, Wireless Personal Communications, vol. 37， pp. 445-453， 2006年5月，以及为超3G(B3G， beyond 3rd generation)移动通信系统选择的，参见M. Tanno， Y. Kishiyama， N.Miki， K. Higuchi 禾口 M. Sawahashi， Evolved UTRA-physical layer overview, in Proc. IEEE Workshop SignalProcessing Advances Wireless Commun. (SPAWC 2007)， Helsinki, Finland, pp. 1-8,2007年6月。 通过多路径衰减信道发射无线信号，接收到的信号将具有未知的幅度和相位变 化。为了相干检测接收到的信号，精确的信道估计是必要的。最常见的获得信道状态信息 的技术是通过导频辅助信道估计(PACE = Pilot Aided ChannelEstimation)，其中，利用已 知发射资源作为已知时隙或者频率，称为导频，将已知训练符号与数据复用。如果导频的间 隔充分接近于满足采样定理，则信道估计和对整个数据序列的内插是可能的。在上下文中， 术语间隔是指时间间隔以及频率间隔。导频符号的分离一般选择小于无线信道的相干时间 或者相干带宽，使得在时域和/或频域的两个导频符号之间的内插是可能的。
通过时域采样的一维(ID = One Dimensional)信号流内插的信道估计例如是由 Cavers提出的，参见J. K. Cavers， An Analysis of Pilot Symbol AssistedModulation for Rayleigh Fadding Channels, IEEE Trans. Vehic. Technol. ，vol. VT_40，pp.686-693， 1991年11月。对于OFDM，接收到的信号是二维(2D = TwoDimensional)相关的，即时间 和频率，允许通过在时间和频率上的内插进行2D信道估计，参见P.H3her， S. Kaiser和P. Robertson, Pilot—Symbol—Aided Cha皿elEstimation in Time and Freq uency， in Proc. Communication Theory Mini_Conf. (CTMC) within IEEE Global Telecomm皿.Conf. (Globecom' 97) ， Phoenix， USA， pp.90-96，1997。 由于多个信号同时被不同的发射天线发射，相干检测要求在接收器对所有发射 天线的信号进行精确信道估计。如果发射天线相互不相关，被导频符号消耗的资源与发 身寸天线的数量成比仔ijt也i:曾长，比较G.Auer， Analysis ofPilot—Symbol Aided Channel Estimation for OFDM Systems with MultipleTransmit Antennas, in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC 2004) ， Paris, France, pp. 3221-3225， 2004年6月，如图9所示。
图9显示了传统的导频设计方案。2维导频栅格以每一个发射天线被分配一个正 交导频栅格的方式应用于MIM0-0FDM系统。图9显示了三个发射天线910,920和930。通 过这三个发射天线中的每一个，正交导频栅格被发射，由图9中发射天线的左手边所示的 发射资源层来指示。发射资源层被沿着时间维度和频率维度划分为为栅格。例如，在发射天 线930上发射的层940，包括沿频率轴指示的多个子载波，以及沿时间轴指示的多个时隙， 由卡笛尔坐标系(Cartesian coordinate sytem)950定义。 不同颜色的方块，其中图例举例说明了相关的设置，指示了在发射栅格中的发射 类型。空白方块对应于不发射，灰色方块对应于数据发射，黑色方块对应于导频或者参考符 号发射。如从层940中所见，导频符号具有沿着时间轴的间隔A，沿着频率轴的间隔Df，以 及沿着空间轴的间隔Ds，即，在传统的方案中，导频符号在每一个发射天线上发射。这提供 了一个缺点，导频符号消耗了大量的发射资源，从而发射资源不能有效地利用。
另一方面，天线之间的空间相关可以被利用以提高信道估计的精确度，参 见M. Stege， P. Zillma皿禾口 G. Fettweis， MIM0 Channel Estimation withDimension Reduction, in Proc. Int. Symp. Wireless Pers. Multimedia Commun. (WPMC2002) ，Hawaii, USA，2002年10月。 H.Miao 禾口 M. J.Juntti， Space-Time Channel Estimation and PerformanceAnalysis for Wireless MIM0—0FDM System With Spatial Correlation, IEEETrans. Vehic. Technol. ，vol. 54，pp. 2003-2016,2005年11月，公开了在接收天线阵列 相关的多输入多输出(MIM0)正交频分复用(OFDM)系统中的信道估计。提出了一种两步信 道估计算法。首先，通过利用具有循环结构的特殊训练信号提出了基于时间延迟和空间特 征估计的迭代积分最大似然。信道脉冲响应值向量的接收空间相关矩阵被表示为空间特 征、时间延迟和脉冲整形滤波器的函数。 基于最小均方误差信道估计器的联合时空(JST， joint spatio-temporal)滤波由 空间相关的优点导出。另外，信道估计误差对相关MM0信道上的空时块编码0F匿系统的 比特误差概率性能的影响被导出。时间延迟估计中的克拉末-雷奥(Cramer-Rao)下限被 提供为性能比较的基准。提出的算法的性能可基于分析和计算机仿真来阐明。与时间滤波 相比，JST信道估计器获得均方误差增益。这也使得节约了导频符号功率电平。
其它相关的现有技术可以在以下文献中找到J.Wang和K.Araki， PilotSymbol Aided MAP-Based 3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E89_B， pp. 801-808， 2006年3月，以及J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity—Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedMIMO—OFDMSystems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。然而，应用多天线 可达到的增益的大部分可能会被增加的导频开销抵消了，尤其当发射天线的数量较大时。
D. Hammarwall禾口 B. Ottersten， Spatial Transmit Processing usingLong-Term Channel Statistics and Pilot Signaling on Selected Antennas, in Proc. ASIL0MAR Conference on Signals, Systems&Computers， Pacific Grove， USA， 2006年11月，考虑了 基于导频符号生成信道质量指示(CQI)反馈给发射器，其被插入发射天线的子集。
发明内容
本发明的目的是提供一种在MIM0无线系统中利用导频符号进行信道估计的更有 效的概念。 通过根据第1方面的一种无线信道估计器、根据第2方面的一种估计方法、根据第 3方面的一种发射器、根据第4方面的一种发射方法和根据第5方面的一种系统来达到目 的。 本发明是基于以下发现通过利用空间信道的相关来进行空间无线信道估计，可 以使得在空间相关信道上发射的针对MMO-OF匿的导频辅助信道估计(PACE)更有效。通 过内插的信道估计的原则可以扩展到空间域。当发射天线的信道响应相互相关时，对每一 个发射天线来说，可以不插入导频符号，并且导频符号的发射资源可被节省，有利于增强数 据和系统容量。本发明的一个发现是，信道估计可被3维(3D = Three Dimensional)地执 行，例如通过在时间、频率和空间上的内插。 本发明是基于以下发现空间相关可以比如为了在估计的空间无线信道之间内插 而被利用。换句话说，在MM0无线信道的空间维度上，内插和/或预测和/或推断可用于 估计某个位置上的空间无线信道，在该位置上没有提供参考符号，但是相邻空间无线信道、 即位于相邻位置处的无线信道是已知的，并且已知可被相关或关联。 本发明的另一个发现是，导频辅助信道估计可以用于在空间相关信道上发射的 MIM0-0FDM。实施例可以通过在空间域中的内插来扩展信道估计的原则。实施例可以提供 更高的系统效率的优点，可以通过使用相互相关的发射天线的信道响应知识来实现。于是， 由于为估计无线信道所必需的导频符号较少，从而节约了发射资源。换句话说，根据本发明 的实施例，导频符号可以不被插入每一个发射天线，即，导频栅格可以适应空间无线信道可 被内插的方式。 实施例可以执行在时间、频率和空间上的3维内插。换句话说，当导频符号从一个 位置或者发射天线提供到不同于第一个位置或者发射天线的另一个位置或者发射天线时， 可以基于已知的相关来估计信道。 发射天线间的空间相关可通过实施例而被利用以降低导频开销。导频符号可以仅 被插入选择出的发射天线的子集中。换句话说，如果在一组发射天线上的信道响应是已知 的，则空间相关可被利用以保持所有发射天线的信道响应，例如，通过内插的方法。在另一 些实施例中，也可以采用预测和/或推断的方法。通过在时间和频率上的内插的信道估计 可以通过本发明的实施例扩展为在空间域中的内插，例如，导致了 3维的导频辅助信道估 计。 与传统导频栅格相比，实施例可以提供更小的导频开销的优点，例如，对于MIM0-0FDM系统，其中一个2维导频栅格可以被插入到每一个发射天线。在实施例中利用3
维导频栅格可以显著减小导频开销，尤其是当发射天线的数量较大时。
于是实施例也可以提供能够利用空间相关来灵活地支持大量发射天线的优 点。由于空间相关涉及足够窄的角展度(angular spread)或者分离角(AoD = Angle of D印arture)，例如可以在诸如具有仅仅2个导频栅格的LTE (LTE = Long Term Evolution,长期演进技术)中支持多于四个的发射天线，参见3GPP TS 36.211 V8. 2. 0， 3rd Generation Partnership Project ;TechnicalSpecification Group Radio Access Network ;Evovled Universal Terrestrial RadioAccess(E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月。因此，实施例可以提供无需修正LTE 中下行链路参考符号的映射而增加发射天线的数量的优点。 实施例可以进 一 步提供以下优点，信道质量信息(CQI = Cha皿el Qualitylnformation)和信道状态信息(CSI = Channel State Information)在整个频带 上是可用的。例如，对于空间预编码和链路自适应，整个频带上的CSI或者CQI形式的信道 信息在发射器处是可用的。实现3维导频栅格的实施例可以促进接收器处CSI和CQI的带 宽有效估计，然后可被反馈到发射器。
本发明的实施例将利用附图进行详细描述，其中
图IA示意了无线信道估计器的实施例图IB示意了无线信道估计器的另一个实施例；图IC示意了空间内插的概念；图2示意了应用于实施例的3维导频拥&格；图3示意了 0F匿系统的实施例；图4显示了角展度的图解；图5示意了根据实施例的钻石状空间_-频率栅格图6示意了均匀线性天线阵列；图7示意了当考虑本地散射体时的角分布；
图8示意了仿真结果；以及图9示意了现有技术的2维导频栅格。
具体实施例方式
图1A示意了用于估计第一无线信道^以获得第一无线信道估计^的无线信道
估计器100，第一无线信道hi包含于多输入多输出(MIM0 = Multiple InputMultiple Output)无线信道中，该MM0无线信道在至少第一发射天线1X、第二发射天线Tx2和接收 天线Rx之间延伸，第一无线信道^在第一发射天线TXl和接收天线Rx之间延伸。无线信 道估计器100包括用于接收由第二发射天线Tx2发射的参考符号的装置110。在实施例中， 用于接收的装置110可以包含接收天线Rx或者一个或多个接收天线，以及用于接收和检测
参考符号的装置。无线信道估计器100包括用于基于参考符号估计第二无线信道/;，的装置120，第二无线信道h2在第二发射天线Tx2和接收天线Rx之间延伸。该无线信道估计器进 一步包括用于基于MMO无线信道的空间特性来处理第二无线信道的估计/^以获得第一无
线信道估计/^的装置130。 虽然，第一和第二无线信道^和h2可能是不同的，在实施例中，已知的空间特性允 许用于处理的装置130获得第一无线信道估计^ 。 MIMO无线信道的空间特性在如下方面可对应于关于空间相关特性的知识，例如， 天线的空间相关函数或者相关矩阵、自相关矩阵或者任何确定第一和第二空间无线信道^ 和h2之间的连接或依从关系的耦合测量。在实施例中，用于处理的装置130可以基于第二
无线信道估计《和空间特性的知识对第一无线信道^执行预测和/或推断。换句话说，实施
例可以利用预测和/或推断的方法进行空间信道估计。在其他实施例中，内插装置可以被 利用。 图1B示意了另一个无线信道估计器100的实施例，其中与图1A中相似的部件具 有相似的附图标记。在图1B描述的实施例中，第三发射天线TX3被引入以用于通过在发射 天线Tx3和接收天线Rx之间延伸的第三发射信道h3发射另一个参考符号。在图1B描述 的实施例中，用于接收的装置110适于从第三发射天线TX3接收另一个参考符号号。而且， 用于估计的装置120适于基于另一个参考符号估计第三无线信道^ 。更进一步的，在实施例
中，用于处理的装置130适于基于MMO无线信道的空间特性来处理第二无线信道估计《和
第三无线信道估计《以获得第一无线信道估计^ 。 在实施例中，如图1B所示，涉及发射天线1X的MMO无线信道的空间子信道^可 以基于两个相邻信道估计而被估计。在实施例中，这可以用内插的方法实现。换句话说，在 实施例中，用于处理的装置130适于在第二无线信道估计《和第三无线信道估计;之间进
行内插以便获得第一无线信道估计^。 图1C示意了实施例中由用于处理的装置130可能执行的内插。图1C在顶部显 示了三个发射天线TXl，Tx2和T&，其中第一发射天线TXl位于其他两个发射天线Tx2和Tx3
之间。根据上述内容，假设对于第二和第三无线信道的无线信道估计《和^是可获得的。图
1C显示了两个视图，一个关于复数信道估计A的幅度
，另一个关于复数信道估计的幅角
arg(/0。在圉lC中，两个视图在它们的横坐标上沿着H个发射天线的延伸显示了空间维度。
换句话说，在实施例中，可假定发射天线的均匀线性阵列，发射天线的空间信道估计可以通 过其相邻天线的信道估计的内插来确定。 图1C示意了具有线性内插的实施例，也就是已估计的无线信道的信道估计可以 线性地连接，并且中间天线的内插值可以从相应的与待估计的无线信道的幅度和幅角有关 的视图中读出。 图2示意了用于实施例中的三个发射天线210,220和230的导频栅格。图2顶部 显示了导频栅格层240。图2中的维度通过坐标系250确定。相应于图9的描述，图2在图标240中显示了通过发射天线230发射的发射资源。再一次，空白的方块指示空发射资 源，黑色方块指示导频或者参考符号，以及灰色方块指示数据发射。可以看出，在层240中， 导频符号在时间维度上具有间隔Dt，在频率维度上具有间隔Df。图2示意了两个更多的层 260和270。 层260示意了通过发射天线220发射的信号。从图2可以看出，在本实施例中没有 导频符号通过天线220发射。这是因为空间间隔Ds比例如图9所示的传统系统中的更大。 层270通过发射天线210发射，包括具有与层240中一样的间隔的导频符号。如图2所示， 没有导频符号在发射天线220上发射。然而，由于空间信道是相关的，因此发射天线220的 无线信道可以被内插。 图2示意了空间MMO无线信道的相关的利用带来的开销降低。与图9中所示的 其中2维导频栅格插入每个发射天线的传统MMO-OFDM的导频栅格相比，图2中所示的实 施例利用了3维导频栅格，其中如所示的利用发射天线220的例子，导频开销可以被显著降 低。要指出的是，系统可利用的发射天线越多，实施例中的节约就越大。
在具有充分的空间相关的实施例中，可以灵活地支持大量的发射天线。例如，在 LTE中，参见3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation Partnership Project ;Technical Specification Group Radio Access Network ;Evovled UniversalTerrestrial Radio Access (E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release8) ， tech. r印.，2008年3 月，多于四个的发射天线可以由仅仅两个导频栅格支持。 从而实施例也可以包括能够进行MM0无线信道的无线信道估计的发射器，MM0 无线信道在至少第一发射天线(Tx》，第二发射天线(Tx2)和接收天线(Rx)之间延伸，MIMO 无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线(TXl)和第二发射天线之间的 间隔小于相干长度。 换句话说，MMO无线信道具有时间跨度、即相干时间，在其期满之后，信道脉冲响 应与所述时间跨度之前的信道脉冲响应完全独立或者不相关。类似地，MIM0无线信道具有 带宽、即相干带宽，其中在两个频率上的被至少所述带宽分离的两个信道脉冲响应为完全 独立或者不相关的。并且，MMO无线信道具有长度，即空间距离、相干长度，其中在两个位 置上的被至少所述长度或者距离分离的两个信道脉冲响应为完全独立或者不相干的。
发射器的实施例包括用于在第一发射天线(TXl)上在第一时刻在载波频率上发射 第一参考符号的装置，以及用于在第二发射天线(Tx2)上在第二时刻在载波频率上发射第 二参考符号的装置，其中第一和第二时刻的分隔大于相干时间，并且在第一和第二时刻之 间，在相干带宽内，在第一发射天线(TXl)上和在第二发射天线(Tx2)上的参考符号的发射 从载波频率暂停。 换句话说，实施例可以通过在MMO无线信道的相干时间和频率内在一个发射天 线上对于一个无线信道仅仅提供一个参考符号，利用无线信道的空间特性，例如，在两个发 射天线和一个接收天线之间的两个无线信道的信道脉冲响应的已知相关，其他无线信道可 以基于空间特性而被确定。分别地，实施例可以扩展上述概念到多种发射和接收天线。
此外，实施例还包括一种能够对MMO(MIMO = Multiple Input MultipleOutput) 无线信道进行无线信道估计的方法，该MIMO无线信道在至少第一发射天线(TXl)、第二发射 天线(Tx2)和接收天线(Rx)之间延伸，该MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长
10度，第一发射天线(TXl)和第二发射天线之间的间隔小于相干长度。该方法包括在第一发 射天线(TXl)上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号和在第二发射天线(Tx2)上在 第二时刻在载波频率上发射第二参考符号的步骤。第一和第二时刻之间的间隔大于相干时 间，并且在第一和第二时刻之间，在相干带宽内，在第一发射天线(TXl)上和在第二发射天 线(Tx2)上的参考符号的发射从载波频率暂停。 如图2中所示，沿着频率轴，多个参考符号可被使用。换句话说，在实施例中，每个 发射天线可以使用多个子载波。在实施例中，用于接收参考符号的装置iio能够适于接收 在第一子载波上的参考符号。因此，用于估计第二无线信道的装置120能够适于基于第一
子载波上的参考符号来估计第二无线信道《。子载波可以例如是OFmi系统的子载波，一般
它可以是多载波系统中的任何载波。 此外，用于处理的装置130能够适于基于MMO无线信道的空间特性处理第二无线 信道的估计《以获得第二子载波上的第一无线信道估计;，该空间特性例如是相关特性或
者其他空间依从关系。第二子载波可以具有与第一子载波不同的频率，例如可以是OFDM系 统的另一个子载波，一般它可以是多载波系统的任何另一个载波。 换句话说，在实施例中，空间MMO无线子信道可以从不同频率的信道估计中内 插。因此，在实施例中，接收参考符号的装置110能够适于接收在第三子载波上的参考符 号。用于处理的装置130能够适于处理第二和第三子载波的信道估计以便获得第一子载波 的信道估计。这可以通过内插的方法实现。换句话说，在空间和频率域中的相关可以由各 实施例共同使用。 在实施例中，装置110能够适于接收多种子载波上的参考符号，所述子载波具有 不同的子载波频率，并且用于估计的装置120能够适于估计多种子载波上的无线信道。用 于处理的装置130能够适于基于MMO无线信道的空间特性处理不同子载波的估计以获得
其上没有提供参考符号的子载波的第一无线信道估计(A;)。 关于图2，从260层上可见，没有导频符号可用。换句话说，层260的空间子信道从 图2的实施例中的层270和240内插。然而，层260也包括子载波和时隙。换句话说，在各 实施例中，3维内插是可以实现的，例如在空间、频率和时间域的相关可以共同使用。
在实施例中，用于接收参考符号的装置IIO可适于在第一时隙期间接收参考符 号。用于估计的装置120可适于基于在第一时隙期间接收到的参考符号来估计第二无线信 道，以及用于处理的装置130可适于基于MM0无线信道的空间特性处理第二无线信道的估 计以便获得在第二时隙期间的第一无线信道估计。换句话说，在各实施例中，在时间维度和 空间域中的相关可以共同使用。 因此，用于接收的装置IIO可适于在第三时隙期间接收另一个参考符号，相应地， 用于估计的装置120可适于在第三时隙期间估计第三无线信道，以及用于处理的装置130 可适于处理第一和第三时隙的估计以便获得在第二时隙期间的第一无线信道的估计。再一 次，这可以依据内插来实现。 在实施例中，装置110可适于在多种时隙中接收参考符号号，并且装置120可适于 基于在多种时隙中接收到的多种参考符号来估计无线信道。用于处理的装置130可适于基 于MMO无线信道的空间特性来处理多种无线信道的估计以获得针对没有提供参考符号的
11时隙的第一无线信道估计^ 。 换句话说，在各实施例中，用于处理的装置130可适于在不同的时间内、在不同的 位置和在不同的子载波频率上处理无线信道的估计以便根据3维栅格来估计或者内插在 中间的无线信道。在实施例中，3维栅格可以被维度化以使得重复导频符号在域间隔中是 可用的，该域间隔中的至少一个小于各个域相干限制。换句话说，导频符号可以在时间域内 以小于无线信道的相干时间的次数被重复，使得可以在时间域中内插。换句话说，导频或者 参考符号的平均时间间隔可以低于相干时间。可选的或附加的，导频符号可在频率域内在 具有小于无线信道相干带宽的间隔的频率或子载波上被重复，使得可以在频率域中内插。 此外根据实施例，导频符号在空间域中在具有小于无线信道相干长度的间隔的位置上被重 复，使得可以在空间域中内插。在实施例中，3维栅格可以是规则的或者不规则的，也就是， 在3维的每一个中，参考符号的间隔可以是等距的或者不规则的。 实施例可以提供带宽有效的导频设计，其可以例如被适用于WINNER (WINNER = Wireless World Initiative New Radio,无线世界计划新无线)II系统概念的广域配置 场景，参见IST-4-027756 WINNER II， D6. 13. 10 final CG widearea description for integration into overall system concept and assessment of keytechnologies，2007 年10月。此外，可能的应用可以包括LTE-Advanced，其中要求在不增加导频开销的情况下 支持多于4个的发射天线。 此外一个可能的应用场景可以是在屋顶之上的配置。在蜂窝网络中，天线典型性 地配置在屋顶之上，空间信道展示了窄角展度，其引起在下行链路的发射天线之间的空间 相关，其可被实施例有益地使用。此外，实施例一般可应用于无空间预编码的MIM0-0FDM方 案，例如利用了发射天线的空间相关的空间多路复用或者空时块编码。
实施例还可以应用于利用束(beam)栅格的场景，例如用于WINNER广域，参见 IST_4_027756 WINNER II， D6. 13. 10 final CG wide area description forintegration into overall system concept and assessment of key technologies,2007年10月，以 及用于LTE闭环单一用户MIMO，参见3GPPTS 36. 211V8. 2. 0， 3rdGeneration Partnership Project ;Technical Specification Group Radio AccessNetwork ;Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) ;PhysicalCha皿els and Modulation (Release 8)， tech.r印.，2008年3月。可能的空间预编码器可以从固定矩阵的集合B =化y.，Bj中 选择，其中M表示可用预编码器的数量。 然后接收器可以通过接收在未进行空间预编码的情况下在全部方向发射的未加 权3D普通导频栅格和与预编码器Bm G B相关联的束索引m，容易地确定有效的信道，即包 括空间处理的信道。由于控制信息典型地被全部方向发射，例如在LTE中说明的，参见3GPP TS 36.211 V8.2.0，3rd Generation PartnershipProject ;Technical Specification Group Radio Access Network ;EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels andModulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月，各禾中各样的导 频栅格、也就是专用和普通导频的插入被有效地避免。因此，导频开销进一步降低。
图3示意了 MIM0-0FDM系统。在左手边的发射器，生成3维导频栅格，也就是在块 310中，参考符号的栅格在时间、频率和空间域延伸。然后，生成的3维导频栅格在空间域 被分离，也就是时间和频率栅格的层被分配给空间发射路径，其通过将实体312和314多路
12复用来实现。多路复用实体312和314将生成的3维导频栅格与发射数据进行多路复用，
其被标注《)...《，)以获得包括导频符号;^,)...;^，)的数据符号。然后在相应的时间域信号
xy…x^"在NT发射天线330上发射之前，在块322和324中执行OFDM调制。 图3显示了接收器侧N^接收天线340，其连接于OFDM解调实体342和344，接收信
号^)...>^)被提供给所述解调实体并生成频率域信号}^...^"。两个解多路复用实体352
和354从接收的信号中提取导频符号并将它们提供给信道估计实体360，根据上述描述该 信道估计实体可以包括无线信道估计器110。 一旦信道估计实体360估计了信道，检测器和 估计器370可以为发射的信号确定估计^ …^". 接下来，更详细的系统和信道模型将被提供。 在下面，如图3所示的具有NT发射和^接收天线的MIM0-0F匿系统中的实施例被 考虑。使用的子载波的数量用N。表示，每一帧的OF匿符号的数量用L表示。发射信号向量
x",,..，乂";f通过具有NT个元素的天线阵列发射，其可以包括或者不包括发射波束
成形。总发射功率被设为E {I I I 12} = Ed。 OFDM调制通过NDFT点(NDFT > N。)反DFT (IDFT， DFT = Discrete FourierTransform，离散傅立叶变换)执行，随后是NeP个样本的循环前缀 (CP = CyclicPrefix)的插入。假设在时间和频率上有最佳的正交性，第1个OF匿符号块 和第v个接收天线的子载波n的接收的信号通过下式给出
0《n < Nc- x。h2 + Z丄J; 0《1 < L (1) 0《v < NK 其中Z^w表示零均值且方差为N。的加性高斯白噪声(AWGN)。通过设置 NCPTspl> 、^避免了符号间的干扰，其中、^表示信道脉冲响应(CIR)的最大延迟。在向 量表示中，OF匿符号1的接收天线v上观测到的信号可以被方便地表达为
y;v) = X,h")+z" e C^' (2) 维度N。 X NTN。的2D发射信号矩阵由频率和空间上的发射符号组成，用
'h。
表示。同样地，描述CTF的维度N。NTX 1的2D矩阵通过
「
了
,2
7"
细成。 其为如下形式
给出。最后，N。Xl维噪声向量由z,二
帧的接收信号由l个ofdm符号组成，y00 =Ly; ,...,y
y(、XhW+zWeC， (3)
其中X = diag[X"… ， XJ ，h-[h,…,h[丫以及z-[《，…,zi了 。
信道传递函数(CTF = Channel Transfer Function)在时间、频率和空间上相关。 从发射天线P发射到接收天线v的离散CTFH^("'v)通过在频率f = n/T和时间t = lTsym 上采样H("'v) (f， t)获得，其中Tsym = (N。+NCP)Tspl和T = N。Tspl表示具有或者没有循环前缀 的OF匿符号持续时间，并且Tspl是采样持续时间。 从发射天线阵列到接收天线v的复合CTF由式(1)中的信道向量叱)4//^),...,m^)了来计算。^ik)ii2}=&2=1的标准化平均信道增益被假设。为了
建立MM0-0F匿系统的数学模型，接下来的三个假设被应用，实施例并不局限于此。第一， 考虑了频率可选的时间变量信道，通过具有q。非零抽头的抽头延迟线来建立模型。每一个 信道抽头q， 1《q《q。，具有相关联的抽头延迟t q，由Sq个本地散射体组成，对于散射体 s具有多普勒频率f。,^。第二，基站天线阵列被假定为安装在屋顶上。在这样的环境中，分 离角(AoD) ^，，，1《s《S,，被包含于某个角展度e中，随后将在图4中详细说明，在发
射天线元素之间引起空间相关。第三，移动终端接收器被大量的本地散射体包围。因此，到 达角(AoA) e q,s， 1《s《S,，可以被认为均匀地分布在移动台周围。 图4示意了空间信道模型，尤其是角展度的模型。图4显示了具有四个天线402， 404，406和408的均匀线性天线阵列。冲击和分离信号围绕具有角展度e的平均角p分布。
根据这些假设，信道向量可以被描述为
(4) 其中A,是抽头q的幅度，"=#代表由载波波长A归一化的天线间隔。在(4)式
乂
中，多路径传播引起的抽头延迟Tq导致频率上的变化(子载波索引n)，而由于多普勒效应 导致的移动速度所引起的时间变化导致时间上的变化(0F匿符号索引1)。
—个信道抽头由S,个本地散射体组成，其从发射天线阵列以角度炉^分离。信道向 量、/v)的空间特性由阵列响应a(伊^)确定。对于具有天线间隔d的均匀线性阵列(ULA)的
阵列响应，对天线元素P为如下形式
0《U < NTa(〃)(p)-expG'2;rD;Usin炉);D几 假设所有NK个接收天线互相不相关。为了信道估计的目的，接收天线v的信道响 应独立于其他接收天线而生成。因此，以下不再讨论接收天线v。根据这个约定，在子载波 n上的CTF，源于发射天线ii的0F匿符号1为如下形式
《)=IX exp(-;)I>(，l)eXp(y2"/D,9，,/7;j = W ， (6) 其中gn,」"[q]说明了由抽头q组成的CTF的一部分，在(5)式中定义了阵列响 应a(") ( )。在相关接收天线的情况下，信道估计可以被增强，参见H. Miao和M. J. J皿tti， Space—Time Channel Estimation and Performance Analysis forWireless MIM0—0FDM System With Spatial Correlation,IEEE Trans. Vehic. Technol. ，vol. 54，pp. 2003-2016， 2005年11月，J.Wang和K.Arake， Pilot SymbolAided MAP-Based 3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, lEICETrans. Commun. ， vol. E89-B， pp. 801-808， 2006年3 月，以及J. _W. Choi禾卩Y.-H丄ee， Complexity—Reduced Channel Estimation in SpatiallyCorrelatedM頂O-OFDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。 通过利用例如J. -W. Choi和Y. -H. Lee的结构，考虑的估计器可以以直接的方式被 推广到相关的接收天线。二阶统计量由3维(3D)相关函数确定
, △ ,]=五{《)(《二 )*}
(7)
=H』~ 由三个在时间、频率和空间上独立的相关函数组成。在时间和频率上的相关函数 由W. C. Jakes， Microwave Mobile Communications, Wiley， NY， 1974给出
=J。(2"Amax7;m) (8)
其中fD,MX是最大多普勒频率，以及J。( )代表零阶第一类贝塞尔函数，并且
= exp(-;2;r、，
其中《=￡[|^卩]。在天线ii禾P ii+Aw
(9)
之间的空间相关为如下形式
ff/2 exp(72;r￡)~ sin(伊)c/p ，￡> = 丁
(10) 其中^(伊)表示与抽头延迟Tq相关联的AoD角分布的概率密度函数pdf(pdf = probability density function)。 由于假设移动台被大量的本地散射体包围着，Rt[ AJ是独立于信道抽头q的。另 一方面，测量话动，参见IST-4-027756 W頂NER II，Dl. 1.2 W頂NER IIChannel Models, 2007 年9月，提出空间相关R^[AJ与信道抽头q接近相关。这是由主要反射体的远距离分离 导致明显的抽头延迟Tq的事实物理地促进的。因此，式(7)中的3维相关函数可以仅仅 被分离为时间相关Rt[Aj和频率-空间联合相关RfjAn， Au]: R[AW， An， AJ = Rt[AjRfs[Ap AJ (11)
其中&=H[a"H,,[△ J (12) —般认为Rf("'v)[An]和Rt("'v)[Aj是严格频带限制的，参见F.Sanzi和 J. Speidel， An Adaptive Two—Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDM withApplication to Mobile DVB-T，IEEE Trans. Broadcasting,vol. 46，pp. 128-133,2000 年6月。也就是说，通过功率延迟特性描述的Rf("'v)[Aj的反傅立叶变换在
范围内非零。
安置于屋顶上的天线阵列的空间相关的类似特性被观测到，关联于抽头延迟T q的本地散
射体在具有角展度9 q的平均AoD小q周围聚集，如图4所示。 根据J. Salz禾口 J. Winters, Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43，pp. 1049—1057， 1994年11
月，式(10)和(12)中的积分可以通过假设在[^-"^,^+,]范围内具有大量S,个均匀分
布的本地散射体来得出。然后概率密度函数A(伊)可以通过连续概率密度函数来近似。
<formula>formula see original document page 16</formula> (13) —萄发的相关函数Rs,q在J.Salz禾口J. Winters, Effect of fading correlation onad即tive arrays in digital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43， pp. 1049-1057， 1994年11月中的方程(A-19)和(A-20)中给出。 根据以下的假设，小角展度可以被近似。由于角展度eq是非常小的，相关Rq 可以通过如下描述的简化表达式近似。定义^ = 97 —^均匀分布于范围pe[-,，l]中。用
si，，和e。spl为小角展度(《<f )调用三角加法定理，得到
<formula>formula see original document page 16</formula> ^;0^+^1^因为和
然后阵列响应(5)可以近似为
<formula>formula see original document page 16</formula>
并且发射天线P和P+Aw之间的相关变为
<formula>formula see original document page 16</formula>
(14)
<formula>formula see original document page 16</formula>(15) 导频辅助信道估计(PACE)被首先引入用于单载波系统，并且要求平坦衰减信道， 参见J. K. Cavers， An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation forRayleigh Fading Ch靈els， IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. VT_40， pp. 686_693， 1991年11月。
对于传统的2维PACE， Np个已知参考符号(导频)以时间中的Dt和频率中的 Df的等距导频间隔插入，参见P,H6her， S. Kaiser，和P. Robertson, Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation in Time and Frequeney， in Proc.Communication Theory Mini-Conf. (CTMC)within IEEE Global Telecommun. Conf. (Globecom' 97)， Phoenix， USA， pp. 90-96， 1997年。以前的关于MIM0-0FDM信道估计空间相关的工作被利用以提高 信道估计的精确度，参见M. Stege， P. Zillma皿禾口G. Fettweis， MM0 Channel Estimation withDimension Reduction, in Proe.Int. Symp. Wireless Pers. Multimedia Commun.(WPMC2002)， Hawaii, USA， 2002年10月，H. Miao禾P M. J. Juntti， Space-TimeChannel Estimation and Performance Analysis for Wireless MIM0_0FDMSystem With Spatial Correlation, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 54， pp.2003—2016，2005年11 月，J.Wang禾口 K. Araki， Pilot Symbol Aided MAP_Based3D Channel for Multi-User M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Co匪n. ， vol. E89-B， pp. 801-808， 2006年3月，以 及 J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity-Reduced Channel Estimation in Spatially CorrelatedM頂O-OFDM Systems, IEICE Trans. Co匪n. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年 9月。然而，与这些概念相比，利用了空间内插的实施例提供了重要的益处和优点，因为在向 上保持信道估计质量的同时可以降低导频开销。 对于提出的3维(3D)PACE，空间相关被使用以降低导频开销。通过允许在空间 Ds中的导频间隔，导频不被插入每一个发射天线P ;而信道响应通过在不同发射天线的 导频之间内插来获得，如图2所示。上述实施例的讨论是关于0F匿的，通过应用C. -T. Lam， G. Auer， F. Danilo-Lemoine禾口 D. Falconer, Design of Time and Frequency Domain Pilots for Generalized MulticarrierSystems， in Proc. IEEE Int. Conf. Comm皿.(ICC 2007)， Glasgow, UK， 2007年6月中的结构，3维PACE可以被容易地扩展到广义多载波波 形，Z. Wang禾口 G. B. Gia皿akis， Wireless Multicarrier Communications-Where Fourier MeetsShannon, IEEE Signal Proc. Mag. ， vol. 17， pp. 29-48， 2000年5月，其包括DFT扩展 0FDM、多载波(MC) CDMA和零值填充(ZP = zero padding) OFDM。 规则的3维栅格可以在如下文献中找到Y. Li， Pilot-Symbol-Aided Cha皿elEstimation for OFDM in Wireless Systems, IEEE Trans. Vehic. Technol.， vol. 49， pp.1207-1215， 2000年7月。
—A、=g"0 ;g =《,0，d0 =
—《(0乂_ 其中^ = [^，《,^是导频索引，在下面描述导频符号的变量被标记为" "。此夕卜， d。= [y。， n。， 1。]T说明了第一导频相对于
T的移动。仅仅包含导频的发射信号序 列通过^^V^;;V表示，其中y ， n和1通过式(16)给出。通常，G的非零非对角元素 组成了非矩形导频栅格，例如钻石形栅格，参见J. Choi和Y. Lee， Optimum Pilot Pattern for Channel Estimation in OFDM Systems, IEEETrans. Wireless Commun. ， vol. 4， pp. 2083-2088,2005年9月，或者DVB-T栅格，参见F. Sanzi和J. Speidel， An Ad即tive Two—Dimensional Channel Estimator forWireless OFDM with Application to Mobile DVB-T， IEEE Trans. Broadcasting, vol. 46， pp. 128-133,2000年6月。在式(16)中，参数 Ssf沿着空间域移动导频。 图5示意了钻石形空间_频率或者空间_时间栅格的实施例。如图5所示的实施 例利用了四个发射天线502， 504， 506和508。此外，图5示意了四个时间_频率维度化导 频方案的层512,514,516和518。在图5中使用的图解与以上描述的图2和9中的图解类 似。因此，黑色方块表示导频或者参考符号，空白方框表示空发射资源。图5示意了频率间 隔Df = 4，时间间隔Dt = 5，以及空间间隔Ds = 2。
17
此外，非对角元素被设置为Ssf = l，形成了钻石形空间-频率栅格。为了获得 来自所有NT发射天线的信道估计，属于不同发射天线的导频在时间、频率和/或空间上被 正交地分离，如图2所示。实现这一点的一种方式是利用式(16)中的cUmodDf #0或者 dstmodDt # 0的条件。在图5中，来自不同天线元素的导频通过设置dsf = 1和dst = 0在频 率上分离。这提供了掺杂噪声的式(3)中的3DCTF h的二次采样形式，其避免了属于不同发 射天线的导频之间的干扰。注意，正交分离导频存在其他的可能性，但是它们导致更高的复 杂度和/或至少相同的导频开销，参见G. Auer，Analysis of Pilot-Symbol Aided Channel Estimation forOFDM Systems with Multiple Transmit Antennas, in Proc.IEEE Int. Conf. Commun. (ICC 2004) ， Paris, France, pp. 3221-3225， 2004年6月。
然而，3D PACE的实施例也可以被推广为其他方案，例如相位移动导频序 列，参见I. Barhumi， G丄eus禾口 M. Moonen， Optimal training design for MIM00FDM systems in mobile wireless channels, Signal Processing, IEEETransactions on， vol. 51， pp. 1615-1624,2003年6月，通过将公开于W. G. Jeon， J. H. Paik和Y. S. Cho， Two Dimensional MMSE(MMSE = Minimum MeanSquare Error)Channel Estimation for OFDM Systems with TransmitterDiversity， in Proc.IEEE Vehic.Technol. Conf. 2001-Fall(VTC' F01)， Atlantic City， USA，2001年10月，G.Auer， Channel Estimation for OFDM Systems withMultiple Transmit Anter皿as by Filtering in Time and Frequency,in Proc. IEEEVehic. Technol. Conf. 2003_Fall(VTC' F03) ，Orlando, USA， 2003年10月中的概念从2维扩展到3维。
分布于时间、频率和空间的全部NP个导频根据下式被插入 W
,/
丄 5
(17) 维度NpXl的接收到的导频序列y-h+z是式(3)中的3D CTF h的二次采样形式。 不是所有的导频都可以用于信道估计。时间上的导频子集，Mt《Np,t，频率上的导频子集， Mf《Np,f，以及空间上的导频子集，Ms《Np,s，在某些实施例中可以用于信道估计。用6表示 的h的估计可以通过基于3D内插的最小均方误差(匪SE)的方法获得。
在一个实施例中，假设发射信号包括波束成形，xn, i = sn, i、 y其中bn, i表示波束 成形向量，并且Sn,J兑明发射的符号。然后接收器需要估计有效的信道，即包括用户特定 波束成形的信道响应，/^/= <,11 ,,。如果波束成形向量在接收器处已知，则有效信道通过
A# :b:A^确定，其中^是h^的估计。这是固定波束成形的情况，其中bml是从一些预定 义向量中选择的。这个场景可以应用于例如3GPP LTE Standard 3GPP TS 36.211 V8. 2. 0， 3rd Generation PartnershipProject ;Technical Specification Group Radio Access Network ;EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access (E-UTRA) ;Physical Channels and Modulation (Release 8) ， tech. r印.，2008年3月。 在实施例中，用于处理的装置130能够适于进行维纳(Wiener)滤波。用于处理的 装置130能够适于基于3维维纳滤波器处理第二无线信道的估计4 ，其中，3维维纳滤波器 是基于在时间、频率和空间维度上的3维交叉相关。在更进一步的实施例中，用于处理的装 置130可以适于根据三个一维维纳滤波器并基于MM0无线信道的空间特性处理第二无线
18信道的估计^ ，一个维纳滤波器是基于时间域中的相关特性， 一个维纳滤波器是基于频率 域中的相关特性而一个维纳滤波器是基于空间域中的相关特性，如MIMO无线信道的空间 特性。 维纳内插滤波器(WIF = Wiener Interpolation Filter)由一个FIR滤波器实现， w[ y ， n， 1]具有M = MtMfMs个抽头。子载波n， 0F匿符号1和发射天线y的CTF估计由下 式给出=w、〃，"，w - o"萃y:; y (is) WIFW^，""]^r^"^，"，。最小化了在要求的响应U和经过滤波的输出^
之间的均方误差，假定接收到的导频序列y 接收的导频的3D自相关矩阵-由r =R十^j组成，其中r—=^hh 是在
y， ；" 0 hhL J
导频位置上的除去AWGN项的CTF的自相关矩阵，并且I表示单位矩阵，所有维度为MXM。 ^;的第i行第j列可以被表示为
乂 = //2 + A "2 + /2
其中R[ ]表示式(7)中定义的3维相关函数c
(19)
3维交叉相关函数r" = 表示在 和要求的响应Hn "之间的交
叉相关。r二[一，"^的第i个元素指定了导频符号i的CTF和要求的响应Hn,^"之间的相
关，为如下形式 <formula>formula see original document page 19</formula>
(20) 由三个一维(ID)估计器组成的被称作3X1D PACE的级联信道估计器可以如 如下提议来实施，J. _W. Choi禾口 Y. _H. Lee， Complexity—Reduced ChannelEstimation in Spatially Correlated M頂0-0FDM Systems, IEICE Trans. Commun. ， vol. E90_B， pp. 2609-2612， 2007年9月。在这种情况下，导频符号可从所有发射天线在相干时间和带宽 内获得。在一个实施例中，装置130能够适于将3维内插分离为三个一维内插。将3D估计 器(18)分离为三个1D估计器要求分离3D相关函数(11)为三个1D分量，其仅仅以用下式 近似 <formula>formula see original document page 19</formula>
(21) 由于频率-空间相关(12)的精确分离是不可能的，因此通过上述近似，在实施例 中3X1D PACE的性能将有一定的降低。 3X1D PACE的可计算的有效实施方式是通过具有模型失配的维纳内插滤波器(WIF)，也就是用于处理的装置130适于根据维纳滤波器进行处理的实施例。根据 P.Hfiher， S. Kaiser，禾口 P. Robertson, Pilot-Symbol-Aided Cha皿elEstimation in Time and Frequency, in Proc. Communication Theory Mini_Conf. (CTMC)within IEEE Global Teleco匪n. Conf. (Globecom， 97) ， Phoenix, USA， pp. 90-96， 1997年，在频率和时间上的滤 波系数可以假设均匀分布的功率延迟特性和多普勒功率谱，在
和[_fD,w，fD,w]范围 内非零而生成。此外，滤波器输入L处的平均SNR被要求为其必须大于或者等于实际平 均SNR，所以yw > y。。 在空间域，假设在平均AoD (K周围的角展度、之内具有均匀的角分布，即
伊1
。假设有大量的本地散射体，角分布可以通过连续的概率密度函数近
似<formula>formula see original document page 20</formula>
其它
角展度和平均AoD通过下式确定
(22) <formula>formula see original document page 20</formula>
(23)其中P隨=rnax^ %,j,min = ming，， ^.,表示最大和最小的AoD 。
根据J. Salz禾口 J. Winters, Effect of fading correlation on adaptive arrays indigital mobile radio, IEEE Trans. Vehic. Technol. ， vol. 43，pp. 1049—1057， 1994年11 月，天线元素y禾P P+Aw之间的空间相关函数(10)生成 <formula>formula see original document page 20</formula> <formula>formula see original document page 20</formula>
<formula>formula see original document page 20</formula>A:=0
(25)
其中D = ^ ，以及Jk代表第一类k阶贝塞尔函数。 <formula>formula see original document page 20</formula> 为了生成滤波系数，平均AoD (K和角展度、需要被估计。 图6显示了具有天线602、604、606和608的均匀线性阵列的图解。如图6中指示 的，天线元素具有间隔D。图6也指示了从天线元素602和608冲击出的参考符号，也就是， 在当前情况下空间间隔Ds等于3。此外，图6还指示了从角e的冲击出的平波。
图7示意了 A的功率密度函数，即角域中的归一化功率分布或者换句话说，本地 散射体的角分布的测量。与时间和频率的采样定理类似，参见F. Sanzi和J. Speidel， An Adaptive Two—Dimensional Channel Estimator for Wireless OFDMwith Application to Mobile DVB-T， IEEE Trans. Broadcasting, vol. 46， pp. 128-133， 2000年6月，存在空间上 的最大导频间隔，对其的空间阵列响应(5)可以被重建。为了确保这一点，每一个AoD伊，必须具有唯一的二次采样阵列响应被考虑，如图6中描述的那样，
<formula>formula see original document page 21</formula>
其中向上取整运算符「/]表示等于或小于x的最小整数。假设AoD根据式(23)分
布，相等长度A-sinp的分布可以通过功率密度函数描述
<formula>formula see original document page 21</formula>
因为A-sinp以2为周期，空间假频(alias)被隔开1/(DDS)观测至lj，
如图7中所示。式(5)中的阵列响应
在给出式(26)中的
,时可以被很
好的重建，如果角分布P(sin^)不与它的假频重:
"(伊)
可以从图7中提取分离的条件
<formula>formula see original document page 21</formula>隔的如下条件 "-<-
I
<formula>formula see original document page 21</formula>
，其中￡> = 二,利用三角加法定理，这转换为空间中的导频间 义
(28)
关于最大可允许的导频间隔，最差的情况下的条件是C0ScK = o，其生成 i) <~_1__ 丄， (29)<formula>formula see original document page 21</formula>
其中，后者的近似应用于小角展度4W《n/6。 对于与1) = |相应的天线间隔"=|，可以获得下式<formula>formula see original document page 21</formula>维度1 XM的任意估计器w的MSE可以以一般形式表达
<formula>formula see original document page 21</formula>其中7^f = w" y 。 Mf维度向量Y说明了 一个0F匿符号的接收导频序列，并且被用
于确定K^和K(^(0。注意，式(31)对于具有或者不具有模型失配的任何估计器w是有效
的。此外，具有降低长度的估计器Mf，可以通过在装置130的实施例的近似位置插入零而用 于式(31)。 具有Nt = 4个发射天线的MIM0-0FDM系统基于维纳规范IST-4-027756WINNER II， D6. 13. 14 WINNER II System Conc印t Description, 2007年12月而被考虑。一帧由L = 12 个0F匿符号组成，每一个0F匿符号由Ne = 1024个子载波组成。持续时间TCP = 128 *T的循环前缀被利用。信号带宽是40MHz，其转换为T^ = 25ns的采样持续时间。这导致了 循环前缀为TCP = 3. 2 s的OF匿符号持续时间Tsym = 35. 97 s。城市移动场景考虑速度 达到50km/h。在5GHz载波频率，这转换为归一化最大多普勒频率fD, maxTsym《0. 0067。由 维纳项目指定的典型城市信道模型被考虑为具有35。角展度，参见IST-4-027756 WINNER 11，D1丄2 WINNER II Channel Models, 2007年9月。 对于在时间、频率和空间上的导频间隔，Dt = 8、Df = 6和Ds = 2被选择。此夕卜，1。 =1， n。 = 1和s。 = 0。不同发射天线的导频之间的正交性通过设置式(16)中的dsf = 1 和dst = 0而维持。最后，为了降低边缘效应，S sf = 1的钻石形空间-频率栅格在实施例 中使用，如图5中描述的。 信道估计单元通过具有时间、频率和空间上的滤波系数Mt = 2、Mf = 16和Ms = 2 的WIF实现。为了生成滤波系数，假设式(19)和(20)中的自相关和交叉相关矩阵形式的 二阶统计量知识是可获得的。 图8显示了对于具有& = 4个发射天线和在空间上导频间隔为Ds = 2的3维PACE
的均方误差_子载波索引n的仿真结果。2维PACE的MSE，其不试图使用空间相关，为了比
较而显示。对于MIMO无线信道的四个子信道= 1..4的信道估计，利用实施例获得的结
果被显示在10dB和30dB这两个Es/N。处，其为符号能量Es除以噪声密度N。。 图8中MSE在3维PACE的子载波索引n上绘出。所有发射天线的信号的MSE通
过所提出的估计器精确地估计。为了比较，不试图使用空间相关的传统2维PACE的MSE也
被绘出。可以看出3维PACE的性能与2维PACE相近，而3维PACE要求的导频开销被降低
一半，其证明了本实施例在当前场景中节约了一半的导频信号发射资源的优点。 取决于本发明方法的某个实现要求，本发明的方法可以在软件上或硬件上实施。
实施方式可以利用数字存储媒介，尤其是，存储了电子可读控制信号的闪存、磁盘、DVD或
者CD实现，其与可编程计算机系统合作，使得本发明的方法被实现。 一般地，本发明因此是
在机器可读载体上存储了程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行
时，程序代码被操作来实现本发明的方法。换句话说，本发明的方法因此是，当计算机程序
在计算机或者处理器上运行时，具有执行至少一个本发明方法的程序代码的计算机程序。
权利要求
一种用于估计第一无线信道(h1)以获得第一无线信道估计的无线信道估计器(100)，其中，第一无线信道(h1)被包含于多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道中，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线(Tx1)、第二发射天线(Tx2)和接收天线(Rx)之间延伸，第一无线信道(h1)在第一发射天线(Tx1)和接收天线(Rx)之间延伸，所述无线信道估计器(100)包括装置(110)，用于接收由第二发射天线(Tx2)发射的参考符号；装置(120)，用于基于所述参考符号估计第二无线信道第二无线信道(h2)在第二发射天线(Tx2)和接收天线(Rx)之间延伸；以及装置(130)，用于基于所述MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计以获得第一无线信道估计F2009102214837C0000011.tif,F2009102214837C0000012.tif,F2009102214837C0000013.tif,F2009102214837C0000014.tif
2. 如权利要求1所述的无线信道估计器(100)，其中用于接收的装置(110)适于接收 来自第三发射天线(Tx3)的另一参考符号，并且其中用于估计的装置(120)适于基于该另一参考符号估计第三无线信道(《)，第三无线信道(h3)在第三发射天线(Tx3)和接收天线(Rx)之间延伸，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计(《)和第三无线信道估计(《)，以获得第一无线信道估计(()。
3. 如权利要求2所述的无线信道估计器(IOO)，其中用于处理的装置(130)适于在第二无线信道估计(必)和第三无线信道估计(^ )之间内插，以获得第一无线信道估计(^ ),其中所述空间特性包括第一和第二无线信道的相关特性。
4. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(IOO)，其中用于接收的装置 (110)适于在具有第一子载波频率的第一子载波上接收参考符号，并且其中用于处理第二无线信道估计(《)的装置(130)适于基于所述MMO无线信道的空间特性处理估计(《),以获得针对第二子载波的第一无线信道估计(^ )，第二子载波具有与第一子载波不同的频率。
5. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(IOO)，其中装置(110)适于在 多种子载波上接收参考符号，所述子载波具有不同的子载波频率，并且其中用于估计的装 置(120)适于估计多种子载波上的无线信道，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所 述MMO无线信道的空间特性处理不同子载波的估计，以获得针对其上没有提供参考符号的子载波的第一无线信道估计(;)。
6. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(IOO)，其中用于接收的装置 (110)适于在第一时隙内接收参考符号，并且其中装置(120)适于在第一时隙内基于所述参考符号估计第二无线信道(《),并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MMO无 线信道的空间特性处理第二无线信道估计(《),以获得针对第二时隙的第一无线信道估计 (()，第二时隙不同于第一时隙。
7. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中装置(110)适于 在多种时隙内接收参考符号，并且其中装置(120)适于基于在多种时隙内接收的多种参考 符号估计无线信道，并且其中用于处理的装置(130)适于基于所述MMO无线信道的空间 特性处理多种无线信道的估计，以获得针对没有提供参考符号的时隙的第一无线信道估计(& )。
8. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于处理的装置 (130)适于基于3维维纳滤波器处理第二无线信道估计(《)，该3维维纳滤波器是基于时间、频率和空间维度上的3维交叉相关。
9. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中用于处理的装置 (130)适于根据三个一维维纳滤波器并基于MM0无线信道的空间特性处理第二无线信道估计(《)，一个维纳滤波器是基于时间域中的相关特性，一个维纳滤波器是基于频率域中 的相关特性，并且一个维纳滤波器是基于作为MMO无线信道的空间特性的空间域中的相 关特性。
10. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(100)，其中装置(110)适于在 等距的时隙、等距的子载波和/或针对等距的发射天线接收参考符号。
11. 如前述权利要求中任何一项所述的无线信道估计器(ioo)，其中用于接收的装置 (110)适于以不规则的时间间隔、不规则的频率间隔和/或不规则的空间分隔接收参考符号。
12. —种用于估计第一无线信道(h》以获得第一无线信道估计(A:)的方法，其中，所述第一无线信道(h》被包含于在至少第一发射天线(Tx》、第二发射天线(Tx2)和接收天线 (Rx)之间延伸的多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道中，所述第一无线信道(h》在第 一发射天线(TXl)和接收天线(Rx)之间延伸，所述方法包括以下步骤 接收由第二发射天线(Tx2)发射的参考符号；基于所述参考符号估计第二无线信道(《)，第二无线信道(h2)在第二发射天线(Tx2) 和接收天线(Rx)之间延伸；基于所述MMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计(《)，以获得第一无线信道估计(人)。
13. —种使得能够进行多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道的无线信道估计的发 射器，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线(Tx》、第二发射天线(Tx2)和接收天线(Rx) 之间延伸，所述MMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线(TXl)和 第二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述发射器包括用于在第一发射天线(TXl)上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号的装置； 用于在第二发射天线(Tx2)上在第二时刻在所述载波频率上发射第二参考符号的装置，其中第一和第二时刻之间的间隔大于所述相干时间，并且在第一发射天线(TXl)上和 在第二发射天线(Tx2)上的参考符号的发射在第一和第二时刻之间并且在所述相干带宽内从所述载波频率暂停。
14. 一种使得能够进行多输入多输出无线信道、即MIMO无线信道的无线信道估计的方 法，所述MIMO无线信道在至少第一发射天线(Tx》、第二发射天线(Tx2)和接收天线(Rx)之 间延伸，所述MIMO无线信道具有相干时间、相干带宽和相干长度，第一发射天线(TXl)和第 二发射天线之间的间隔小于所述相干长度，所述方法包括以下步骤在第一发射天线(TXl)上在第一时刻在载波频率上发射第一参考符号； 在第二发射天线(Tx2)上在第二时刻在所述载波频率上发射第二参考符号， 其中第一和第二时刻之间的间隔大于所述相干时间，并且在第一发射天线(TXl)上和在第二发射天线(Tx2)上的参考符号的发射在第一和第二时刻之间并且在所述相干带宽内从所述载波频率暂停。
15. —种具有程序代码的计算机程序，用于当所述程序代码在计算机或者处理器上运 行时，执行权利要求12或14所述的方法。
16. —种系统，包括根据权利要求l-ll中任意一项所述的无线信道估计器和根据权利 要求13所述的发射器。
全文摘要
一种无线信道估计器(100)，用于估计第一无线信道h1以获得第一无线信道估计第一无线信道h1被包含于在至少第一发射天线Tx1、第二发射天线Tx2和接收天线Rx之间延伸的多输入多输出(MIMO)无线信道中，第一无线信道h1在第一发射天线Tx1和接收天线Rx之间延伸。无线信道估计器(100)包括用于接收由第二发射天线Tx2发射的参考符号的装置(110)和用于基于该参考符号估计第二无线信道的装置(120)，第二无线信道h2在第二发射天线Tx2和接收天线Rx之间延伸。无线信道估计器进一步包括用于基于MIMO无线信道的空间特性处理第二无线信道估计以获得第一无线信道估计的装置(130)。
文档编号H04B1/707GK101719883SQ20091022148
公开日2010年6月2日 申请日期2009年9月29日 优先权日2008年9月30日
发明者冈瑟·奥尔 申请人:株式会社Ntt都科摩