回声消除器的制作方法

专利名称：回声消除器的制作方法
技术领域：
本发明涉及回声消除器，例如可应用于搭载在个人计算机上的回声消除器。
背景技术：
近年，利用例如互联网那样的IP网络来进行声音信号通信的使用VoIP的IP 电话得到普及。作为其一例，还利用在个人计算机(PC)上进行动作的被称为软件电话 (softphone)的IP电话。在该软件电话中，使用内置于PC中的声音器件(包含A/D转换器 和D/A转换器等)来进行声音的输入输出。参照图2来说明以往的使用声音器件的回声消除器的处理。在图2中，来自未图示的远端通话者的声音数据经由互联网100被输入到网络终 端装置115(例如PC等)内的线路接口 114。然后，声音数据由解码器101解码成声音波形信号(以下称为声音信号)。声音信 号被输入到声音输出驱动器102，声音输出驱动器102的输出信号被输入到配备在网络终 端装置115内的声卡103的中断缓冲用存储缓存器104。中断缓冲用存储缓存器104从过去存储的声音信号起依次输出到数字-模拟转换 器(以下称为D/A) 105，D/A 105将信号转换成模拟信号，并通过扬声器端子116输出到扬 声器106和模拟-数字转换器(以下称为A/D) 108。由扬声器106放射的声音信号绕入麦克风107，被输入到A/D 108。输入到A/D 108 的信号中的从D/A 105直接输入的信号经由中断缓冲用蓄积缓存器109而作为信号r (k) 被输入到声音输入驱动器110内的自适应滤波器111。另一方面，经由扬声器106输入到A/D 108的信号再经由中断缓冲用存储缓存器 109被输入到加法器112。在自适应滤波器111中，将信号r(k)和信号f (k)作为输入来生 成抵消信号(模拟回声信号)s(k)。关于该信号s(k)的生成，使用了使信号f(k)最小的自 适应算法，例如公知的NLMS算法等，然而只要是使f(k)最小的自适应算法，就能应用各种 方法。在加法器112中，使从扬声器106输入的信号(即，回声信号)与模拟回声信号 s(k)抵消，将由此获得的信号f(k)输出到自适应滤波器111和编码器113。并且，在编码 器113中，为了将声音信号输出到互联网100，对声音数据进行分组整形并转换，通过线路 接口 114输出到互联网100。另外，在网络终端装置115是例如PC等那样除了通信处理以外还执行各种处理的 装置的情况下，对回声消除器来说发生不利情况。这是因为在例如PC那样的通用装置中，除了通信那样的需要实时性的处理以 外，还执行各种应用程序，由于使用了计算资源(例如PCU和存储器等的资源)，因而会使声 音输出驱动器102和声音输入驱动器110暂时等待处理。通常，声音处理的等待直接引起声音信号的切断。因此，在现有技术中将声音数据 预先存储在中断缓冲用存储缓存器104和109内，即使发生声音处理的等待，但在该期间也将已存储在中断缓冲用存储缓存器104和109内的声音信号输出到D/A 105或A/D 108，可 防止声音中断。另外，在不存在要存储到该中断缓冲用存储缓存器104和109内的数据的 情况下，不能进行声音数据的输出。并且，反之声音输出驱动器102和声音输入驱动器109进行动作时，有时由于某种 原因而等待中断缓冲用存储缓存器104和109的输出。在该情况下，数据流入到中断缓冲 用存储缓存器104和109，然而由于不能进行数据输出，因而导致存储数据累积而使存储量 饱和。当在该饱和中输入到中断缓冲用存储缓存器104和109时，该数据不能存储而废弃。这样的中断缓冲用存储缓存器104和109的数据耗尽或饱和，两者对声音信号来 说都表现为声音中断的现象。而且，这样的声音信号中断、以及中断缓冲用存储缓存器104和109的存储量变动 对使用自适应滤波器111的回声消除来说还引起性能退化。其原因如下所述。通常，用于消除回声的自适应滤波器111(回声消除器)安装成，将解码器101的 输出和声音输入驱动器109的输出分别作为自适应滤波器111的输入而进行动作。因此，对于信号路径，即从声音输出驱动器102开始经由中断缓冲用存储缓存器 104、扬声器106和麦克风107到达中断缓冲用存储缓存器109和声音输入驱动器110的路 径，2个中断缓冲用存储缓存器104和109的存储量变化(延迟变化)和声音中断(缓存器 的耗尽或饱和)成为回声路径的时间变动的要因。如公知那样，当回声路径是时间不变的前提成立时，自适应滤波器111发挥效果， 因而当回声路径有时间变动时，性能大幅退化。在图2中，现有的回声消除器将D/A 105的输出直接作为信号输入到A/D 108，将 来自A/D 108的输出经由中断缓冲用存储缓存器109输入到自适应滤波器111。即，将在中 断缓冲用存储缓存器109中受到中断(耗尽)、饱和影响后的信号作为自适应滤波器的参照 输入信号r(k)来输入。并且另一方面，将在中断缓冲用存储缓存器109中反映了中断(耗尽)、饱和影响 的回声信号输入到加法器112。这样，在自适应滤波器111的输入中还受到中断缓冲用存储缓存器109的影响，从 而表面上看来可抵消收发的2个路径上的中断缓冲用存储缓存器109的影响，对自适应滤 波器111来说，通过消除回声路径的时间变动，从而防止了回声消除能力的退化。现有技术文献专利文献专利文献1日本特开2004-40589号公报专利文献2日本特开2007-189543号公报专利文献3日本特开2000-295461号公报非专利文献非专利文献1小野測器，技術一卜「音質評価id5 7 ^卜 1 ^計算^基 i 夂易考 A 方」，2009 年 1 月 31 日检索，http://www. onosokki. co. jp/HP-ffK/c_support/ newsreport/soundquality/soundquality_2. htm然而，在图2所示的现有技术中，为了消除回声，有必要从扬声器106连接到麦克 风107，有必要使用专用的声卡103。因此，作为装置来说很有可能变得昂价。
并且，在不使用专用声卡也没关系的情况下，有必要使用电线将进行立体声动作 的一个信道的扬声器106用输出和另一个信道的麦克风端子连接。因此，具有不能使用本 来的立体声的缺点。而且，还有必要变更成从麦克风侧的信号对回声消除器的参照信号进 行采样，若由用户执行该动作，这无论是在硬件上还是在软件上都是非常困难的。这些不利情况起因于回声路径的急剧变化。因此，本申请发明人在专利文献2中 提出了这样的技术使用粗略的参照输入信号和回声信号的特性、即参照输入信号的功率 包络和回声信号的包络，在包络之间驱动自适应滤波器，自适应地估计初始延迟，配置回声 消除器的抽头，追随于初始延迟的时间变动。然而，由于使用包络特性，因而会发生这样的情况由于还没确保在声音信号中包 络表征声音波形状况之前的区间数据，因而不能精度良好地计算相关关系。这是因为，为了计算本来缓慢变动的声音包络而产生不可避免的时间延迟，因而 在回声路径上没有征兆地以相当大的频率发生上述的PC等的缓存器那样的跳跃性延迟变 化的情况下，赶不上基于包络相关的追随性能，有时不能消除回声。

发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种回声消除器，其可使用通用声卡，不用进 行特别的硬件改造，即使回声延迟根据中断缓冲用存储缓存器的状态而改变，也能迅速追 随并消除回声。根据本发明的回声消除器，由包含自适应滤波器的模拟回声生成单元根据受话信 号生成模拟回声信号，回声消除单元从送话信号中减去模拟回声信号，由此从送话信号中 消除回声信号，该回声消除器的特征在于，该回声消除器具有(1)初始延迟估计单元，其 形成包含由频率掩蔽效果掩蔽的特定频率分量的参照信号并将该参照信号输出到回声路 径，然后根据送话信号检测来自参照信号的特定频率分量的回声分量，根据包含特定频率 分量的参照信号的形成定时、和送话信号中的特定频率分量的回声分量的检测定时来求出 回声路径的初始延迟量；以及(2)延迟赋予单元，其将来自初始延迟估计单元的回声路径 的初始延迟量赋予给受话信号再提供给模拟回声生成单元。根据本发明，即使在回声路径急剧变化、回声信号延迟改变的情况下，也不用特别 增大装置规模，可迅速追随并消除回声。


图1是示出第1实施方式的回声消除器和周边结构的结构图。图2是示出现有的回声消除器的结构的结构图。图3是示出第1实施方式的初始延迟估计部的内部结构的内部结构图。图4是说明回声路径的脉冲响应状况的说明图。图5是说明延迟量判定部估计的延迟量的说明图。图6是示出第2实施方式的回声消除器和周边结构的结构图。图7是示出第2实施方式的延迟和自适应滤波器长度估计部的内部结构的内部结 构图。图8是说明延迟和自适应滤波器长度估计部估计的抽头长度的说明图。
图9是示出第3实施方式的回声消除器和周边结构的结构图。图10是示出第3实施方式的参数估计部的内部结构的内部结构图。符号说明1 回声消除器；2 延迟赋予部；3、21 :ADF ；4 初始延迟估计部；5 声音输出驱动 器；6 接收数据中断缓冲用存储缓存器；7 数字/模拟转换器(D/A) ；8 声卡；9 扬声器输 出端子；10 扬声器；11 麦克风；12 麦克风端子；13 模拟/数字转换器(A/D) ；14 发送 数据中断缓冲用存储缓存器；15 声音输入驱动器；16 回声抵消加法器；20 延迟和自适 应滤波器长度估计部；30 参数估计部；17 特定频率断续部；170 接收侧时间/频率转换 部；171 数据保持部；172 接收侧单分量数字傅立叶变换(DFT)部；173 特定频率分量保 持部；174:接收侧频率/时间变换部；175:接收侧单分量逆数字傅立叶变换(逆DFT)部； 176 逆DFT归一化部；177 开关；178 纯分量消除加法器；18 发送侧特定频率波形再现 部；180 发送侧时间/频率变换部；181 发送侧单分量数字傅立叶变换(DFT)部；182 特 定频率分量保持部；183 发送侧单分量逆数字傅立叶变换(逆DFT)部；184 发送侧频率/ 时间变换部；19 声音检测部(VAD) ；la 定时控制部；lb 延迟量判定部；22 延迟量和抽头 长度判定部；33 频率决定部。
具体实施例方式(A)第1实施方式以下，参照

本发明的回声消除器的实施方式。第1实施方式列举将本发明应用于在例如PC上的软件电话(Softphone)(例如免 提通话装置)中设有自适应滤波器来抵消回声的回声消除器的实施方式来进行说明。(A-1)第1实施方式的结构(A-1-1)整体结构第1实施方式的回声消除器例如可以构建为专用板，并且可以通过向DSP(数字信 号处理器)写入回声消除程序来实现，还可以由CPU和CPU执行的软件来实现，在功能上可 如图1所示。图1是示出第1实施方式的回声消除器及其周边结构的结构图。在图1中，回声消除器1经由声音输出驱动器5及声音输入驱动器15与声卡8连 接。在图1中，右侧是近端通话者(即利用者)侧，左侧是与未图示的网络(例如互联网 等)连接的远端通话者侧。回声消除器1至少具有延迟赋予部2，自适应滤波器(ADF) 3，初始延迟估计部4， 以及回声抵消加法器16。另外，从接收侧输入端子Rin(以下称为Rin)输入由未图示的解码器所解码的数 字声音信号，并从发送侧输出端子Sout(以下称为Sout)将由未图示的编码器所编码的分 组通过网络送出到远端通话者。并且，声卡8至少具有接收数据中断缓冲用存储缓存器6，数字-模拟转换器(D/ A) 7，与扬声器10连接的扬声器输出端子9，与麦克风11连接的麦克风端子12，模拟-数字 转换器(A/D) 13，以及发送数据中断缓冲用存储缓存器14。初始延迟估计部4从Rin输入接收输入信号x (n)，并从发送侧输入端子Sin (以下
7称为Sin)输入回声信号yl (n)，根据这些信号估计回声路径的初始延迟并提供给延迟赋予 部2，其详细结构在后面叙述。这里，回声路径的初始延迟是指，从接收输出端子Rout (以下称为Rout)经由声音 输出驱动器5、接收数据中断缓冲用存储缓存器6、D/A 7、扬声器输出端子9、扬声器10、麦 克风11、麦克风端子12、A/D 13、发送数据中断缓冲用存储缓存器14以及声音输入驱动器 15输入到回声抵消加法器16的路径延迟。延迟赋予部2根据由初始延迟估计部4所估计的延迟量，对来自Rin的信号x(n) 赋予延迟后提供给自适应滤波器3。自适应滤波器(ADF) 3输入由延迟赋予部2赋予了延迟的信号x(n)和从回声抵消 加法器16输出的残差信号e(n)，逐次生成模拟回声信号y’ (n)以使e(n)的功率最小，并 将该模拟回声信号y’ (n)输出到抵消加法器16。抵消加法器16在从Sin所输入的发送输入信号yl(n)中减去模拟回声信号 r (n)，输出除出了回声分量的残差信号e(n)。声音输出驱动器5将来自Rout的发送输出信号输出到接收数据中断缓冲用存储 缓存器6，并控制接收数据中断缓冲用存储缓存器6的存储量。接收数据中断缓冲用存储缓存器6接受声音输出驱动器5的控制，将存储了预定 存储量的数据从以前的数据起依次输出到D/A 7。D/A 7将来自接收数据中断缓冲用存储缓存器6的数字数据转换成模拟信号，经 由扬声器输出端子9输出到扬声器10。A/D 13经由麦克风端子12输入麦克风所捕捉的声音信号，将模拟信号转换成数 字信号并输出到发送数据中断缓冲用存储缓存器14。发送数据中断缓冲用存储缓存器14接受声音输入驱动器15的控制，将存储了预 定存储量的数据从以前的数据起依次输出到声音输入驱动器15。声音输入驱动器15将来自发送数据中断缓冲用存储缓存器14的信号输出到Sin， 并控制发送数据中断缓冲用存储缓存器14的存储量。(A-1-2)初始延迟估计部4的内部结构接下来，说明初始延迟估计部4的详细内部结构。图3是示出初始延迟估计部4 的内部结构的内部结构图。在图3中，第1实施方式的初始延迟估计部4至少具有声音检测器(VAD) 19，特 定频率断续部17，定时控制部la，延迟判定部lb，以及发送侧特定频率波形再现部18。并且，特定频率断续部17至少具有接收侧时间/频率变换部170，数据保持部 171，接收侧单分量数字傅立叶变换部(以下称为DFT部)172，接收侧特定频率分量保持部 173，接收侧频率/时间变换部174，接收侧单分量逆数字傅立叶变换部(逆DFT部)175，逆 DFT归一化部176，开关177，以及纯分量消除加法器178。而且，发送侧特定频率波形再现部18至少具有发送侧时间/频率转换部180，发 送侧单分量数字傅立叶变换部(以下称为DFT部)181，发送侧特定频率分量保持部182， 发送侧频率/时间变换部184，以及发送侧单分量逆数字傅立叶变换部(以下称为逆DFT 部)183。如上所述，第1实施方式的初始延迟估计部4求出回声路径的初始延迟，以下说明求出该回声路径的初始延迟的基本概念。初始延迟估计部4如后所述，鉴于人的听觉特性中的频率掩蔽效果来求出回声路 径的初始延迟。所说的该频率掩蔽效果，简要地说是指这样的效果在人的听觉中，强频率分量附 近的频率分量被掩蔽，听不到所掩蔽的频率分量。另外，关于频率掩蔽效果，详情请见例如 非专利文献1。该频率掩蔽效果还存在很有意思的性质。这是指，如上所述当有某种特别强的频 率分量时，以该分量为起点，在高频率分量侧容易发挥掩蔽效果。这是说，在频率分量不平坦、且有强弱的信号中，其强分量附近的频率稍高的频率 分量以听觉感觉上好象没有的方式进行动作。因此，在第1实施方式的初始延迟估计部4中，鉴于这样的频率掩蔽效果，特定频 率断续部17选择单独(tone，音调)频率，该单独频率是从声音信号中的人的声音的第1峰 值即1kHz附近与第2峰值即2kHz附近之间所选择的，并且特定频率断续部17利用由于频 率掩蔽效果而使人不能检测的该频率分量信号(该信号也称为延迟估计参照信号)。特定频率断续部17将使通常的可听频率信号(S卩，可听带的特定频率分量)断续 地消失后的信号用作参照信号x_ref (n)，输出到Rout。这样，由于将可听带区域的特定的 1种频率分量用于初始延迟的估计，因而不需要特别的硬件连接和改造。另外，作为特定频率分量的延迟估计参照信号从扬声器10被放出，经由声耦合 的回声路径进入麦克风11。其结果，与该延迟估计参照信号相当的特定频率分量包含在 yl(n)中被输入到Sin。发送侧特定频率波形再现部18输入来自Sin的回声信号yl (n)，再现该回声信号 yl(n)内能包含的特定频率，将其提供给延迟量判定部lb。延迟量判定部lb求出上述的延迟估计参照信号x_ref (n)的信号电平的急降点的 时刻txoff，然后检测与回声信号中包含的延迟估计参照信号相当的特定频率分量的信号 电平，求出该电平上升检测点的时刻tyton，根据该时刻txoff与时刻tyton的差值求出回 声路径的初始延迟量Tid’，将其输出到延迟赋予部2。通过这样，延迟赋予部2对ADF 3的 延迟估计参照信号自身补偿初始延迟量Tid’，使ADF 3不会受到初始延迟量变动的干扰。并且，第1实施方式的初始延迟估计部4在特定频率断续部17内具有纯分量消除 加法器178。该纯分量消除加法器178将以单一频率在数字傅立叶变换或逆数字傅立叶变换 中产生的特定频率分量(例如第i频率分量)与声音信号反转相加，仅从声音信号中消除 特定频率分量。通常，为了消除或提取这样的单一频率，需要例如具有庞大阶数的数字带阻FIR 滤波器或IIR滤波器。然而，在第1实施方式中，由于纯分量消除加法器178从声音信号中消除单一频率 分量，因而不用配备以往那样的高阶的频带处理滤波器等，只通过简单的复三角函数的乘 法运算和时间波形的减法运算，就能理想地消除或提取单独的频率分量，并且，不仅频率选 择性能优良，而且运算成本也可比现有技术大幅减少。(A-2)第1实施方式的动作
下面，参照

第1实施方式的回声消除器中的处理。首先，从Rin输入的信号x(n)被输入到回声消除器1。并且，从Rout输出的信号 经由声音输出驱动器5被提供给接收数据中断缓冲用存储缓存器6。此时，当通用装置(例如PC等)处于执行优先级比声音处理高的程序的状态时， 声音输出驱动器5处于等待状态，不对接收数据中断缓冲用存储缓存器6进行数据x (n)的 输出。其间，预先存储在接收数据中断缓冲用存储缓存器6内的数据被输出到D/A 7。因 此，即使没有来自声音输出驱动器5的输出，也对扬声器10输出声音数据，以便表面上看来 不欠缺声音。另外，在接收数据中断缓冲用存储缓存器6完全耗尽的情况下，不存在声音数 据。不过，只要恢复声音输出驱动器5的等待状态，声音信号x(n)尽管受到大的延迟， 也很快就从扬声器10被输出。也就是说，就现象而言为“声音延迟”或“声音间隔”。另一方面，当由于某种情况而要等待D/A 7的转换输出时，反之接收数据中断缓 冲用存储缓存器6的存储容量不足，当达到饱和状态时，来自声音输出驱动器5的输出数据 不能存储而被废弃，已经不会从扬声器10被输出。即成为“声音欠缺”。如上述那样，在接收数据中断缓冲用存储缓存器6中，进行数据的存储和输出，以 便尽量不中断数据的声音信号。即，接收数据中断缓冲用存储缓存器6按照与来自声音输 出驱动器5的控制信号对应的存储量进行暂时存储，之后从以前的数据起依次将声音信号 输出到D/A 7。D/A 7将数字声音信号转换成模拟信号，经由扬声器输出端子9输出到扬声器10。 扬声器10将声音信号放出到空间。从扬声器10放射到空间的声音信号的一部分成为回声信号y而漏入麦克风11。 输入到麦克风11的信号经由麦克风端子12被输入到A/D 13，被转换成数字信号y(n)。转换成数字信号的信号y(n)被输出到发送数据中断缓冲用存储缓存器14。发送 数据中断缓冲用存储缓存器14进行数据存储，以便不会中断数据的声音信号。这里，在麦克风11侧有时也发生与在扬声器10侧所说明的相同的状态，先说明麦 克风11侧的动作。当通用装置(例如PC等)要执行优先级比声音处理高的程序时，A/D 13不能对 发送数据中断缓冲用存储缓存器14输出数据而是等待。其间，预先存储在发送数据中断缓冲用存储缓存器14内的数据被输出到声音输 入驱动器15，即使没有来自A/D 13的输出，也对声音输入驱动器15输出声音数据，以便表 面上看来不欠缺声音。另外，在发送数据中断缓冲用存储缓存器14完全耗尽的情况下，不 存在声音数据。不过，只要恢复声音输入驱动器15的等待状态，声音尽管受到大的延迟，也很快 就从声音输入驱动器15被输出。也就是说，就现象而言成为要发送的声音的“声音延迟”或 “声音间隔”。另一方面，当由于某种情况而使声音输入驱动器15等待时，发送数据中断缓冲用 存储缓存器14不能向声音输入驱动器15输出数据，因而反之发送数据中断缓冲用存储缓 存器14的存储容量不足，当达到饱和状态时，来自A/D 13的输出数据不被存储而被废弃，已经不会被输出到声音输入驱动器15。即为“声音欠缺”。发送数据中断缓冲用存储缓存器14和接收数据中断缓冲用存储缓存器6的存储 量预先由网络终端设计者适当设定，以便尽量不发生这样的声音欠缺和声音延迟。如上述那样，发送数据中断缓冲用存储缓存器14在为了没有声音欠缺而存储了 与来自声音输入驱动器15的控制信号对应的存储量之后，从以前的数据起依次将声音数 据输出到声音输入驱动器15。声音输入驱动器15将回声信号yl(n)输出到Sin。Sin将信号输出到回声抵消加 法器16。在回声抵消加法器16中，将自适应滤波器3的输出y’(n)和yl (n)抵消。这里， 将k设定为数据顺序，回声抵消加法器16将r (k)和yl (k)抵消。回声抵消加法器16的输出e(n)被输出到自适应滤波器3。自适应滤波器3将信 号x(n)和残差信号e(n)作为输入，逐次输出模拟回声信号y’(n)，以使e (n)的功率最小。 该模拟回声信号y’ (n)的生成方法可应用各种方法，例如可应用公知的学习同定法等使用 系数更新算法的方法，只要是使e(n)的功率最小的算法，就能广泛应用。来自回声抵消加法器16的输出被输出到Sout，由未图示的编码器编码，向远端通 话者输出。来自Rin的信号x(n)和回声信号yl (n)被输入到初始延迟估计部4。初始延迟估计部4根据该信号x(n)和回声信号yl (n)，按以下估计回声信号路径 的初始延迟。使用图3来说明该初始延迟估计部4的动作。初始延迟估计部4使用x(n)和yl (n)来计算以下说明的回声路径的初始延迟。首先，来自远端通话者的声音信号x(n)被输入到VAD 19和特定频率断续部17。在VAD 19中，判定所输入的信号是否是声音。作为该声音检测方法，例如使用式 (1)和式(2)来计算x(n) |的短期平均X_sh0rt(k)和长期平均X_long(k)，当下述式(3) 的条件成立时，视为“有声音”。x_short (k) = (1. 0- 8 s) X x_short (k_l) + 8 s X | x (n) | (1)x_long (k) = (1. 0- 8 1) X x_long (k_l) + 8 1 X | x (n) |... (2)式中，0<6 s ^ 1.0,0 < S1(L 的小写)彡 1.0。(条件1)x_short(k) ^ x_long (k)+VAD_m (dB)... (3)这里，6 s, 6 1是决定平均追随速度的常数。当S s、S 1较大时，取代对时间变动 敏感地反应而是容易受到背景噪声的影响，当5S、5 1较小时，追随粗略分量，对噪声影响 变得迟钝。k表示计算顺序，可以针对式⑴ 式(3)采用与采样顺序相同的定时，以便与n 所意味的相同。此时，可以使式⑴ 式⑶的k与n相同。只要未特别提及，式⑴ (3)以外的k不同于n。在第1实施方式中，例如，针对使用在时间当量上与20ms相当的常数，针对 6 1使用与5秒相当的常数，VAD_m使用与6dB相当的阈值。g卩，式(3)在不进行dB表现的情况下，即使采用通常表记表示为如下也是同样的。x_short (k)彡 x_long(k) XVAD_mlin... (3)(VAD_mlin 是 2. 0)
在VAD 19中，按上述检测声音，但VAD 19只要能检测信号中的声音，就可以应用 任何方法。声音检测器19当检测出声音时，将声音检测信号V输出到定时控制部la。定时控 制部la以后述的定时进行开关177的接通/断开。来自远端的声音信号x(n)被输入到特定频率断续部17。首先，x(n)被输出到数 据保持部171和接收侧时间/频率变换部170。在接收侧时间/频率变换部170中，DFT部172按下述仅取出预定的频率分量。这里，为了容易理解，假定例示出对单一频率进行处理的情况，说明通常的数字傅 立叶变换(DFT)。数字傅立叶变换是已在许多信号处理技术中使用的方法，是作为在时间轴的信号 与频率轴的信号之间进行变换的方法而最众所周知的方法。将时间轴波形变换成频率分 量的数字傅立叶变换如式(4)表示，反之将频率轴变换成时间轴的方法是逆数字傅立叶变 换，如式(5)表示。算式1
<formula>formula see original document page 12</formula>式中，m = 0、1、2、...、n_l。<formula>formula see original document page 12</formula>式中，n = 0、1、2、...、n_l。式(4)的右边表示可计算出频率轴上的第m分量，式(5)的右边表示可从右边计 算出时间轴的第n采样。这里小写字母j表示是复数运算。式(5)的系数1/N是在逆变换 之际时间波形如原先那样再现的常数，图3中，由逆DFT归一化部176进行该动作。在第1实施方式中，在式(5)中进行了除法运算，由于式(4)和式(5)的轴变换
是可逆变换，因而可以通过数字傅立叶变换和逆数字傅立叶变换两者来计算n/订并乘以
i/VN。即，由于上述变换是可逆变换，因而一旦对进行了数字傅立叶变换的频率分量进行 逆数字傅立叶变换，则时间轴的波形恢复为原样。并且，在第1实施方式中，在式(4)和式(5)中仅限定用于第i分量。在第1实施 方式中，其中，仅对第i分量进行数字傅立叶变换，然后进行逆数字傅立叶变换，但在接收
侧单分量数字傅立叶变换部172中执行式(6)，在接收侧频率/时间变换部174中执行式 ⑵。也就是说，接收侧单分量数字傅立叶变换部172针对预定的连续N个采样的数据， 与式(5)时不同，仅执行111 = 0、1、2、…、n-1中的第i频率分量、m=i即x(i)的计算。算式2<formula>formula see original document page 13</formula>
在接收侧单分量数字傅立叶变换部172计算出的结果即第i分量的频率分量χ (i) 保持在特定频率分量保持部173。这里，针对第i分量的选择方法，i是在人的声音的第i峰值即IkHz附近与第2峰 值即2kHz附近之间进行选择的。例如，在第1实施方式中，将1. 6kHz设定为第i分量，然 而不限于此。并且，在第1实施方式中，将采样频率设定为16kHz JfNSS* 10个采样。特定频率分量保持部173将第i分量的数据x(i)输出到接收侧频率/时间变换 部174。然后，接收侧频率/时间变换部174执行式(7)。算式3
<formula>formula see original document page 13</formula>式中，η = 0、1、2、...、n_l。在接收侧频率/时间变换部174中，接收侧单分量逆数字傅立叶变换部175仅对 来自特定频率分量保持部173的频率分量x(i)进行频率逆变换(逆数字傅立叶变换)，再 现N个采样的时间波形。这里，根据式(7)通过频率逆变换而再现的波形是具有第i频率分量的信号，是具 有声音信号中包含的数字傅立叶变换中的第i频率分量的纯分量的信号，即第i分量音调 波形。也就是说，在式(6)和式(7)的过程中仅提取声音信号中包含的第i频率分量，恢 复为时间波形。来自接收侧频率/时间变换部174的输出χ’ (η)被输出到开关177。在开关177中，根据定时控制部Ia的控制，按以下定时进行开闭。定时控制部Ia当从VAD 19被输入了声音检测信号V时，使未图示的计数器递增。 然后，定时控制部Ia将从声音检测开始在最初的N采样期间闭合开关177的信号Son输出 到开关177。在除此以外的情况下，定时控制部Ia不输出信号Son。当开关177从定时控制部Ia被输入了信号Son时闭合开关177，开关177使来自 接收侧频率/时间变换部174的信号通入到纯分量消除加法器178。在接下来的N采样区 间中什么也不输出到开关177。这里，期望的是，N采样区间被设定为可认为声音是稳定信号的时间长度，期望的 是设定为例如IOms 30ms程度的时间长度。当没有从定时控制部Ia向开关177输出信号Son时，断开开关177。然后，当经过了最初的N采样区间时，定时控制部Ia在下一个N采样区间中断开 开关177。定时控制部Ia和开关177在检测声音信号期间，依次重复上述动作。来自开关177的输出χ’ sw(η)被输入到纯分量消除加法器178。并且，来自数据保持部171的输出xh(η)被输入到纯分量消除加法器178。然后，纯分量消除加法器178将来自开关177的输出x’ sw(n)和来自数据保持部 171的输出xh (η)相加。并且，纯分量消除加法器178的输出被输出到Rout。这里，数据保持部171进行将来自远端通话者的输入信号x(n)保持恒定时间(即 N采样时间)来使其延迟的处理。该恒定时间N等于进行数字傅立叶变换的采样数。这是为了在纯分量消除加法器 178中，将声音信号波形自身和第i分量提取波形χ’ (η)相加时，使它们的定时一致。并且，纯分量消除加法器178的输出被输出到Rout。输出到Rout的信号如上所述 由D/A 7转换成模拟信号，之后从扬声器10被放出，作为声音信号被提供给未图示的近端 通话者，并且其一部分通过声耦合而作为回声信号y被输入到麦克风11。输入到麦克风11的回声信号y由A/D 13进行数字转换，经由发送数据中断缓冲 用存储缓存器14和声音输入驱动器15，作为yl (η)被输入到回声消除器1的Sin。来自Sin的信号被输入到初始延迟估计部4的发送侧特定频率波形再现部18。输入到发送侧特定频率波形再现部18的回声信号yl (η)与接收侧一样，如式(8) 那样由DFT部181仅提取频率的第i分量来再现。这里，重要的是，第i分量是与在接收侧所选择的第i分量相同的分量。算式4
<formula>formula see original document page 14</formula>当由DFT部181所再现的yl (i)被输出到特定频率分量保持部182时，特定频率 分量保持部182暂时保持yl (i)。特定频率分量保持部182的输出与接收侧一样由逆DFT部183进行逆数字傅立叶 变换而成为时间波形yt (η)。算式5
<formula>formula see original document page 14</formula>由该逆DFT部183进行了逆数字傅立叶变换的yt (η)被输出到延迟量判定部lb。延迟量判定部Ib从定时控制部Ia被输入定时信号T，通过定时控制部Ia的控制， 来估计回声路径的初始延迟。图4是说明回声路径的脉冲响应状况的说明图。在图4中，回声路径的时间早的 部分有振幅小的部分，在时间Tid振幅为最大。然后示出在经过时间Tid后、振幅逐渐减小 的散射响应继续了时刻TdS的状况。延迟量判定部Ib将图4所示的初始延迟时间Tid部分控制成具有与延迟赋予部 2插入的延迟量相当的延迟量，不分配ADF 3的未图示的滤波器系数，使ADF 3不会由于初 始延迟的变动而逐一受到干扰。图5是说明延迟量判定部Ib估计的延迟量的说明图。图5㈧是VAD 19的声音检测信号V的时序图。并且，从定时控制部Ia向延迟量判定部Ib输入定时信号T，图5 (B)示出开关177的开闭定时。在图5(B)和图5(C)中，在开关177闭合的情况下，延迟量判定部Ib从开关177 被输入接收侧频率/时间变换部174的输出X’SW(n)。来自该开关177的输出如上所述是 具有第i频率分量的音调信号。另外，在开关177闭合的情况下，在纯分量消除加法器178中，从声音信号中减去第i分量。因此，在纯分量消除加法器178的输出的声音信号中消除了第i频率分量x(i)。当然，延迟估计参照信号被变换成时间轴，在从扬声器10所放出的结果的回声信 号y中也不存在第i频率分量。然而，在下一个N采样区间中，开关177断开(参照图5(B)、(c))，之后在纯分量 消除加法器178中，不从声音信号中减去第i分量，回声信号也存在第i频率分量(参照图 5 0 ))。因此，延迟量判定部Ib检测该回声信号中包含的第i频率分量的存在，按以下求 出延迟量。首先，延迟量判定部Ib根据发送侧特定频率波形再现部18的输出yt(n)检测第 i频率分量。该检测方法可应用与VAD 19的声音检测方法相同的方法。然后，延迟量判定部Ib根据从开关177输入的信号χ’ sw(η)检测第i频率分量。 该检测方法也可以应用与VAD 19的声音检测方法相同的方法。然后，延迟量判定部Ib将从未检测出来自开关177的信号χ’ sw (η)输出的时刻 ^#^参照图5(0)到检测出来自发送侧特定频率波形再现部18的信号yt (η)的时刻 tyton为止的时间Tid’作为延迟量，并输出到延迟赋予部2。这里，关于求出回声路径的初始延迟量Tid’的方法，延迟量估计部Ib可以将来自 开关177的信号X’SW(n)的电平或功率的急降时刻与从回声信号所提取的第i频率分量信 号的电平或功率的急升时刻之差用作初始延迟Tid’。并且，作为别的方法，延迟量判定部Ib可以将开关177的从闭到开的打开时刻与 从回声信号所提取的特定频率信号的电平或功率的急升时刻之差用作初始延迟Tid’。之后，在延迟赋予部2中，将与延迟量Tid’相当的采样数的延迟提供给信号x(n) 再输出到ADF 3。并且，在ADF 3中，根据由延迟赋予部2赋予了延迟的x(n)、回声信号yl (η)以及 残差信号e (η)，使用公知的NLMS算法来生成模拟回声信号y’(η)。这里，回声估计算法只 要能估计回声，就可以广泛应用各种算法。(Α-3)第1实施方式的效果如以上那样，根据第1实施方式，使用听觉掩蔽效果，将初始延迟估计用的延迟估 计参照信号输出到扬声器，然后从由于频率掩蔽效果而使近端通话者未发觉而再次输入到 麦克风的回声信号中，取出来自延迟估计参照信号的特定频率分量的回声分量。然后，通过根据延迟估计参照信号产生定时或延迟估计参照信号的分量消除定 时、以及来自延迟估计参照信号的特定频率分量的检测定时求出回声路径的初始延迟，从 而可补偿该延迟量。其结果，可提供自适应滤波器不会受到初始延迟变换的干扰的回声消 除器。并且，根据第1实施方式，即使有初始延迟的变动，初始延迟判定部也能迅速追随回声初始延迟的变化，可向延迟不需要部赋予延迟。因此，可抵消中断缓冲用存储缓存器的 存储时间的变动，自适应滤波器可仅估计已变动的初始延迟以外的部分(即时间不变)的 回声路径部分，即使有中断缓冲用存储缓存器的变动等变动，也能迅速消除回声信号。而且，在第1实施方式中，将通过以单一频率的数字傅立叶变换或其逆变换所产 生的由预定的单独的第i频率信号构成的时间信号χ’(η)在纯分量消除加法器中与声音信 号相加，从信号中仅消除特定频率分量，因而不用配备高阶的频带处理滤波器，只需通过简 单的复三角函数的乘法运算和时间波形的减法运算，就能消除或提取单独的频率分量，还 能大幅减少运算成本。(B)第2实施方式下面，参照

本发明的回声消除器的第2实施方式。例如，例示出应用于免提通话装置用的声回声消除器的情况。在这样的情况下，回 声路径的初始延迟部分如上所述大多由于个人计算机动作等机械动作而预先无征兆地变 动，延迟量的变化极其急剧。实际上，除了这样的延迟量变化以外，还有各种回声路径的变动要素。例如，在声 回声路径中，有必要考虑正进行通话的近端通话者自身的运动。原因是，通常近端通话者在 进行免提通话期间进行转动身体等，受到该影响，回声路径的散射响应时间部分发生变动 也并不稀奇。第2实施方式是鉴于这样的事实而完成的。(B-I)第2实施方式的结构图6是示出第2实施方式的回声消除器及其周边结构的结构图。第2实施方式与第1实施方式的不同点是取代初始延迟估计部4而具有延迟和 自适应滤波器长度估计部20，以及取代ADF 3而具有ADF21。延迟和自适应滤波器长度估计部20从Rin输入χ (η)，并从Sin输入回声信号 yl(n)，估计回声路径的初始延迟，并估计自适应滤波器(ADF)21的有效抽头长度(有效滤 波器长度)。延迟和自适应滤波器长度估计部20每当从远端传来声音信号时，就计算回声路 径的初始延迟和自适应滤波器21的有效抽头长度。由此，总是求得正确的回声路径的初始 延迟和估计回声路径。自适应滤波器21预先设有整体的抽头长度(滤波器长度)，取得从延迟和自适应 滤波器长度估计部20所估计的抽头长度，作为该抽头长度的自适应滤波器进行动作。图7是示出第2实施方式的延迟和自适应滤波器长度估计部20的内部结构的内 部结构图。第2实施方式的延迟和自适应滤波器长度估计部20与第1实施方式的初始延迟 估计部4的不同点是取代延迟量判定部Ib而具有延迟量和抽头长度判定部22。延迟量和抽头长度判定部22估计第1实施方式的回声路径的初始延迟，并根据 延迟估计参照信号产生定时或该延迟估计参照信号的分量消除定时、以及已估计的初始延 迟，求出覆盖回声散射时间的自适应滤波器的有效滤波器长度(抽头长度)，将该滤波器长 度提供给ADF 21。(B-2)第2实施方式的动作
下面，参照

第2实施方式的回声消除器中的处理动作。在第2实施方式中，延迟和自适应滤波器长度估计部20具有的延迟量和抽头长度判定部22的处理动作与第1实施方式的动作不同。因此，以下以延迟和自适应滤波器长度 估计部20的处理动作为中心进行说明。另外，在图6和图7中，标注了与图1和图3中所附的标号相同的标号的构成要件 的处理动作与第1实施方式相同，故省略。在图6中，延迟和自适应滤波器长度估计部20与第1实施方式一样，估计回声路 径的初始延迟，并将该估计的延迟量Tid’提供给延迟赋予部2。并且，延迟和自适应滤波器长度估计部20计算ADF 21的抽头长度(即有效滤波 器长度)并提供给ADF 21。以下，特别说明延迟和自适应滤波器长度估计部20的抽头长度估计处理。图8是 抽头长度估计的说明图。在图8中，延迟量和抽头长度估计部22当检测出txoff时，如图8 (c)所示，接下来 从开关177关闭的时刻txon开始，计算从回声信号中所提取的第i频率分量的信号电平。作为该信号电平的计算方法，可应用各种方法，例如可以应用对输入采样的绝对 值的平均进行计算的方法，并可以应用对VAD 19所说明的那样，使用利用平滑常数的循环 式来计算平滑电平的方法。并且，延迟量和抽头长度估计部22计算从时刻txon到相当于Tid’的时刻采样为 止的第i频率分量的信号电平Iv h并将其保持(参照图8(E))。然后，延迟量和抽头长度估计部22将从时刻txon到相当于Tid’的时刻采样时间 点的时刻设定为Tlv_h。并且，延迟量和抽头长度估计部22根据在从时刻txon到Tlv_h为 止的期间计算出的电平，检测回声信号的电平下降到满足式(10)的抽头长度终点电平lv_ 1的时刻Tlv_l。判定阈值=20Xlog(lv_l/lv_h)···(10)在第2实施方式中，将判定阈值设定为“-40 (dB)”，然而不限于此。式(10)表示判定Iv_l相比Iv_h电平下降了 40dB的点。即，Iv_l是指图4所 示的回声路径的初始延迟部分结束，达到散射响应部分Tds，而且散射响应的大部分(例如 相当于40dB)结束。然后，延迟量和抽头长度判定部22根据Tlv_h与Tlv_l的时间差(等效采样差)， 按照式(11)计算有效抽头长度L0C，输出到ADF 21。<formula>formula see original document page 17</formula> ... (11)ADF 21根据所输入的抽头长度L0C，使用预先具有余量地安装的整体滤波器长度 L中的滤波器长度L0C，进行使用所述NLMS等算法的自适应滤波器动作，进行模拟回声信号 r (η)的生成。在第2实施方式中，设定为L = 512，然而不限于此。因此，选择滤波器长度LOC和 整体滤波器长度L的关系如式(12)那样，当根据式(11)计算出的LOC是L以上时，LOC将 L限制为上限，之后输出到ADF 21。LOC ≤ L ...(12)因此，此时ADF 21作为抽头长度L的自适应滤波器进行动作，进行回声消除。
(B-3)第2实施方式的效果如以上那样，根据第2实施方式，不仅取得第1实施方式的效果，而且延迟量和抽 头长度判定部22还可估计出ADF 21的有效抽头长度，ADF 21使用整体滤波器长度中所估 计的抽头长度来生成模拟回声信号，从而可使ADF 21的抽头有效执行功能，可适当减小滤 波器长度。并且，第2实施方式例如在应用于免提通话装置用的声回声消除器的情况下，还 能应对实际产生的回声路径的变动要素。也就是说，ADF 21的抽头长度短而收敛速度快， 因而纯延迟Tid的抽头由延迟量和抽头长度判定部22补偿，将回声散射时间Tds的有效分 量部分以最小限度由ADF21承担，可消除回声。并且，根据第2实施方式，在有回声路径的初始延迟变动的情况下，或者在由于近 端通话者的运动而使回声路径的散射响应部分发生变化的情况下，可在将运算成本抑制得 小的状态下，使回声消除器的回声抵消追随速度达到高速，因而可实现功耗小、回声抵消性 能优良的回声消除器。
(C)第3实施方式下面，参照

本发明的回声消除器的第3实施方式。在第1和第2实施方式中，将时间/频率变换和频率/时间变换所使用的频率作 为固定频率而作了说明。然而，实际上，由于远端通话者的声质各种各样，因而远端通话者的声音频率分量 也各种各样，可认为以事先设定的固定频率进行时间/频率变换和频率/时间变换所生成 的延迟估计参照信号X_ref(n)不一定能进入到由实际的远端通话者的声音信号的频率分 量良好地掩蔽的范围。因此，在第3实施方式中，可将时间/频率变换和频率/时间变换所使用的频率自 动地设定成还能应对上述问题。(C-I)第3实施方式的结构图9是示出第3实施方式的回声消除器和周边结构的结构图。第3实施方式与第2实施方式的不同点是，取代延迟量和自适应滤波器长度估计 部20而具有参数估计部30。图10是示出第3实施方式的参数估计部30的内部结构的内部结构图。图10的参数估计部30与图7的延迟量和自适应滤波器长度估计部20的内部结 构的不同点是，新增加了频率决定部31。由于除此以外的构成要素与第1和第2实施方式 相同，因而这里省略详细说明。频率决定部31从Rin输入信号χ (η)，并从VAD 19输入声音检测信号V，决定后述 的特定频率Π。并且，频率决定部31使用后述的计算方法，将特定频率Π的角速度ω提 供给接收侧DFT 172和接收侧逆DFT175、以及发送侧DFT 181和发送侧逆DFT 183。(C-2)第3实施方式的动作下面，参照

第3实施方式的回声消除器中的处理动作。以下，以参数估计部30具有的频率决定部31的处理动作为中心进行说明。由于 除此以外的构成要素的处理动作与第1和第2实施方式相同，因而这里省略详细说明。频率决定部31从VAD 19输入声音信号检测信号V。频率决定部31计算所输入的远端的声音信号中频率分量最强的频率fi。这里，作为频率fl的计算方法，可应用各种方法，例如可应用专利文献3中记载的方法，可应用计算所输入信号中功率最强的分量的方法。另外，在专利文献3中，在检测出输入信号中的功率最强的频率分量fl后，进一步 估计该检测出的频率分量fl是否相当于呼叫控制信号和FAX信号中的任一方。然而，在第 3实施方式中，只要能检测该频率分量fl即可，因而不用估计该频率分量fl是什么样的信 号就能应用。并且，频率决定部31在检测出频率分量fl之后，根据式(13)求出角速度ω。ω = 2 π fl+Δ ω ... (13)在第3实施方式中，为了在非专利文献1的“文献A的5. 5临界带宽”中公开的能 良好发挥频率掩蔽效果的频率临界带宽内形成参照信号频率，设定为Δ ω = 0. 15ω (rad/ sec)，然而不限于此。不过，期望的是，根据频率掩蔽效果的有效性，Δ ω是式(14)的关系。0 < Δω < 0. 2 ω ... (14)频率决定部31仅在从VAD 19输出表示有声音的声音检测信号V的期间和紧接之 后的片刻的期间T_hold，将根据式(13)计算出的ω提供给接收侧DFT 172和接收侧逆DFT 175、以及发送侧DFT 181和发送侧逆DFT 183。设定该期间T_hold是因为，由于输入到发送侧的回声信号受到回声路径的延迟 而被输入，因而对此作了考虑。并且，在第3实施方式中，将T_hold设定为0. 5sec，然而不 限于此。因此，ω仅在声音检测期间+T_hold的期间中从频率决定部31被输出。接收侧DFT 172和接收侧逆DFT 175、以及发送侧DFT 181和发送侧逆DFT 183使 用ω并如上所述使用数字傅立叶变换及其逆变换，来分别进行时间/频率变换和频率/时 间变换，由于该变换状况在第1实施方式中作了说明，因而这里省略说明。(C-3)第3实施方式的效果如以上那样，根据第3实施方式，不仅取得第1和第2实施方式的效果，而且可自 动设定时间/频率变换和频率/时间变换所使用的频率，因而利用者即使不依靠与ω选择 相关的事先知识和经验进行设备的初始设定，也能自动设定最佳的ω值。其结果，由于可最佳估计回声路径的初始延迟和自适应滤波器的滤波器长度，因 而可提供能追随回声路径的初始延迟变动和散射响应变动的回声消除器。(D)另一实施方式在第1 第3实施方式中，为了检测txoff，进行电平检测来计算抵消用音调信号 电平的急降点，然而可以取而代之，直接使用来自定时控制部Ia的开关177断开的时刻。 此时，可省去接收侧的电平计算处理以及基于长期平均和短期平均的X’ sw(i)的下降点检 测，可进一步减小装置规模和软件规模。在第3实施方式中，例示出在第2实施方式的延迟和自适应滤波器长度估计部内 设置频率决定部的情况，然而即使在第1实施方式的初始延迟估计部内设置频率决定部， 也能取得相同效果。
权利要求
一种回声消除器，由包含自适应滤波器的模拟回声生成单元根据受话信号生成模拟回声信号，回声消除单元从送话信号中减去模拟回声信号，由此从送话信号中消除回声信号，其特征在于，该回声消除器具有初始延迟估计单元，其形成包含由频率掩蔽效果所掩蔽的特定频率分量的参照信号并将该参照信号输出到回声路径，然后根据送话信号检测来自上述参照信号的上述特定频率分量的回声分量，根据包含上述特定频率分量的上述参照信号的形成定时、和上述送话信号中的上述特定频率分量的回声分量的检测定时来求出回声路径的初始延迟量；以及延迟赋予单元，其将来自上述初始延迟估计单元的上述回声路径的初始延迟量赋予给上述受话信号并提供给上述模拟回声生成单元。
2.根据权利要求1所述的回声消除器，其特征在于，上述初始延迟估计单元通过从上 述受话信号间断地消除上述特定频率分量，来形成包含上述特定频率分量的上述参照信 号。
3.根据权利要求1或2所述的回声消除器，其特征在于，上述初始延迟估计单元具有特定频率断续部、特定频率波形再现部以及延迟量判定部，上述特定频率断续部具有受话侧数字傅立叶变换部，其根据上述受话信号，对至少1种频率分量进行数字傅立 叶变换；受话侧频率分量保持部，其保持进行了数字傅立叶变换的频率分量；受话侧逆数字傅立叶变换部，其对由上述受话侧频率分量保持部所保持的至少1种频 率分量进行逆数字傅立叶变换；受话信号保持部，其保持上述受话信号；以及频率分量消除部，其从由上述受话信号保持部输出的上述受话信号间断地消除由上述 受话侧逆数字傅立叶变换部输出的各上述频率分量，上述特定频率波形再现部具有送话侧数字傅立叶变换部，其根据上述送话信号，对至少1种频率分量进行数字傅立 叶变换；频率分量保持部，其保持进行了数字傅立叶变换的频率分量；以及送话侧逆数字傅立叶变换部，其对由上述频率分量保持部所保持的至少1种频率分量 进行逆数字傅立叶变换，上述延迟量判定部根据来自上述特定频率断续部的输出信号与来自上述特定频率波 形再现部的输出信号之间的功率或电平的突变时刻差，求出上述回声路径的初始延迟量。
4.根据权利要求3所述的回声消除器，其特征在于，上述延迟量判定部将来自上述特 定频率断续部的输出信号的上述特定频率分量的消除所涉及的功率或电平的急降时刻与 来自上述特定频率波形再现部的输出信号的上述特定频率分量的功率或电平的急升时刻 之差设定为上述回声路径的初始延迟量。
5.根据权利要求3所述的回声消除器，其特征在于，该回声消除器还具有切换部，该切 换部设置在上述受话侧逆数字傅立叶变换部和上述频率分量消除部之间，并按照根据上述 受话信号检测出的声音检测结果来进行连接切换，上述延迟量判定部将上述切换部的切换时刻与来自上述特定频率波形再现部的输出 信号的上述特定频率分量的功率或电平的急升时刻之差设定为上述回声路径的初始延迟量。
6.根据权利要求1 5中的任一项所述的回声消除器，其特征在于，该回声消除器还具 有滤波器长度估计单元，该滤波器长度估计单元根据上述初始延迟估计单元的包含上述特 定频率分量的上述参照信号的形成定时、和上述初始延迟估计单元求出的上述回声路径的 初始延迟量，求出上述自适应滤波器的有效滤波器长度。
7.根据权利要求1 6中的任一项所述的回声消除器，其特征在于，该回声消除器还具 有频率决定部，该频率决定部根据上述受话信号求出功率或电平的较强频率，使用该较强 频率来决定由上述特定频率断续部确定的频率。
8.根据权利要求7所述的回声消除器，其特征在于，上述频率决定部求出针对根据上 述受话信号求出的功率或电平的较强频率使频率错开角速度△ ω后的角速度ω，并将该 角速度ω提供给受话侧数字傅立叶变换部、受话侧逆数字傅立叶变换部、送话侧数字傅立 叶变换部以及送话侧逆数字傅立叶变换部。
9.根据权利要求8所述的回声消除器，其特征在于，在上述频率决定部中，上述角速度 Δ ω设定为0< Δω彡0. 2ω。
10.根据权利要求8或9所述的回声消除器，其特征在于，上述频率决定部使根据上述 受话信号求出的功率或电平的较强频率移到高频率侧。
全文摘要
本发明提供一种即使在回声路径急剧变化、回声信号延迟改变的情况下，也不用特别增大装置规模，可迅速追随并消除回声的回声消除器。本发明的回声消除器是具有包含自适应滤波器的模拟回声生成单元的回声消除器，其特征在于，该回声消除器具有初始延迟估计单元，其形成包含由频率掩蔽效果掩蔽的特定频率分量的参照信号并将其输出到回声路径，然后根据送话信号检测来自参照信号的特定频率分量的回声分量，根据包含特定频率分量的参照信号的形成定时、和送话信号中的特定频率分量的回声分量的检测定时来求出回声路径的初始延迟量；以及延迟赋予单元，其将来自初始延迟估计单元的回声路径的初始延迟量赋予给受话信号并提供给模拟回声生成单元。
文档编号H04B3/23GK101826892SQ20091026152
公开日2010年9月8日 申请日期2009年12月18日 优先权日2009年3月3日
发明者高田真资 申请人:冲电气工业株式会社