专利名称：：用于分配和估计传输符号的设备的制作方法
技术领域：
：本发明涉及发送由具有不同重要性级别的子流构成的数据流，例如在可扩缩视频编解码器中的情况那样。
背景技术：
：在无线网络中，例如在移动无线网络中，典型地，传输差错取决于接收质量。在传统
技术领域：
中已知多种构思，用于改进数据传输的易错性，例如通过利用分集。例如，诸如UMTS(通用移动电信系统),HSPA(高速分组接入)、LTE(长期演进)等当前无线传输系统尝试通过使用户的数据传输速率适配于信道质量来尽可能好地利用可用的传输带宽。为此，需要环路，即，用户测量信道并向网络(即，向基站或节点B)报告信道状态，所谓的CSI(信道状态信息)。为了提高传输速率，或者增加覆盖或使覆盖更可靠，采用诸如利用多个发射或接收天线(所谓的ΜΙΜ0(多输入多输出))、空间-时间复用(所谓的空间-时间编码(STC))或扩频技术之类的现代传输技术。在多媒体应用领域中，音频和视频数据传输正变得越来越重要；例如，一直在进一步开发编码方法。在视频编码领域中，已知可扩缩视频编码的概念(参照AVC(先进视频编码)和SVC(可扩缩视频编解码器))，可扩缩视频编码也试图尽可能好地利用可用的数据速率。移动无线网络中的视频传输是一个问题。由于视频广播(如电视节目)是通过对数据进行广播来构成的，因此无法得到一部分订户的个体反馈。换言之，广播传输被导向大量的用户，这不允许获得来自每个用户的对传输质量的个体反馈。传统概念以较低发送功率在蜂窝移动无线架构中实现具有较大传输范围和较高故障安全级别的宽带无线视频传输，由于缺乏来自个体订户的反馈，传统概念不能在广播情况下使用。频率选择性多径信道对传输方法提出较高要求。诸如ΜΙΜΟ、频率选择性调度以及空间-时间编码之类的新技术通常要求接收机处对信道质量的反馈，以便能够以最优方式使用。传统的广播概念使用DVB(数字视频广播)，例如具体地，例如DVB-T(Τ=陆地)电视。例如，在该概念中，将多个暴露的位置用作基站，并且借助诸如OFDM(正交频分复用)之类的多载波处理来发射借助MPEG-2(运动图像专家组幻编码的视频信号。然而，宽带无线信道受到移动无线通信中典型的传播条件的制约。由于多径传播的缘故，部分信号可能因相消叠加(destructivesuperposition)而被擦除，并可能引起所谓的快衰落。接收机处产生的传输或比特差错可以通过添加冗余(即，在信道编码的上下文中)得以纠正，然而，这将以较慢的传输速率为代价。直接视线链路的遮蔽(也可以称作慢衰落)可能导致接收功率以相当大的程度下降，甚至在几米量级的较小区域内也是如此。为了对抗慢衰落，有时针对DVB-T使用较高发送功率，例如在5MHz带宽下多于100kW。然而，仅在基站附近(即，最多距基站几千米距离)，术语“移动电视”才是名副其实的。如果要覆盖更大距离，则在大多数情况下将需要特别指向发射机的天线。
发明内容本发明的目的是提供一种改进的用于发送媒体数据的概念。该目的是利用根据权利要求1和16所述的设备以及根据权利要求11和22所述的方法来实现的。本发明基于以下认识可以以不同方式对可扩缩编码方法的子流进行调制。因此，可以更高效地利用可用的无线资源，并且可以使可用的无线资源适于子流的重要性级别。例如，诸如H.^4/SVC之类的可扩缩视频编码处理可以包括对源的适配。例如，借助扩展、空间-时间编码以及将调制处理适配于视频信号，实施例可以实现大的视频带宽，同时可以实现故障安全和大的传输范围。在实施例中，为此可以使用现有移动无线基础设施，例如，根据实施例，现有移动无线基础设施也可以以较低发送功率工作。换言之，本发明的核心思想是将例如来自移动无线系统的已知概念和例如来自视频编码的已知概念进行组合，以使得可以向大量用户进行灵活、可靠的广播传输。现在将参照附图来详细解释本发明实施例，附图中图1示出了可扩缩视频编码的基本结构的实施例；图2示出了示意单频网的实施例；图3示出了示意空间-时间编码的实施例；图4示出了包括空间-时间编码的蜂窝网络的实施例；图5示出了信号处理链的实施例；图6示出了基于实施例的仿真结果；图7示出了基于实施例的另外的仿真结果；图8示出了基站的布置的实施例；图9示出了针对不同实施例的仿真结果；图10示出了传输系统的实施例中信号处理链的框图；以及图11示出了与示意实施例相关的等式。具体实施例方式SVC是H.264/AVC视频压缩编码(参见ITU-TRecommendationH.264和ISO/IEC14496-10(MPEG-4AVC),AdvancedVideocodingforgenericautdiovisualservices-version8(包括SVC扩展)，ITU-T和IS0/IECJTC1,072007)的升级。SVC允许对视频信号中的时间、空间和质量分辨率进行高效扩缩。当数据流的部分可能丢失时，实现可扩缩性，然而，残留信号允许对视频信号进行解码。作为示例，在可扩缩视频编码的实施例中示出了这种情况，所述实施例在图1中示出。图1的实施例基于在三个层中进行可扩缩视频编码的假设。各个层与媒体数据的数据子流相对应；所述层中的层1允许以基本质量对视频信号进行解码。5如果除层1的数据以外，层2的数据也可用，则可以对分辨率或质量与第一视频信号相比有改进的视频信号进行解码。以此类推，如果所有三个子流数据都可用，则可以产生与第二视频信号相比有改进的第三视频信号。作为示例，图1的实施例基于以下假设层1的数据子流包括160kBit/s的数据速率，层2的数据流包括200kBit/s的数据速率，层3的数据流也包括200kBit/s的数据速率。应当指出，层1数据(即层1的子流)是最重要的。如果在接收机处仅接收层1数据，对视频信号进行解码将是可能的。层2和3的数据例如在其分辨率方面使得能够改进所述视频信号，即，其使得能够产生更大的图像，或者，例如在其质量方面使得能够改进所述视频信号，即，其使得能够产生更强的色深或更高的分辨率。图1借助可使用层1的数据产生的、具有例如160kBit/s数据速率的第一图像集合100，示意了这一点。图1还示出了可使用层1和2的数据产生的稍大的图像110，即，具有总共360kBit/s的数据速率。图1还指示了与仅可基于层1的数据产生的那些图像相比，可根据层1和2的数据产生的图像更大或具有改进的质量。以此类推，图1示出了可使用层1、2和3的数据产生的图像集合120，即，基于560kBit/s的数据速率。与图像集合110相比，图像集合120进而在各个图像的尺寸或分辨率方面或者在图像质量方面有所改进。通过使用诸如H.^4/SVC之类的可扩缩视频编码，可以将媒体数据流细分为各个子流。然后，可以将所述层组合成不同的质量级。例如，如果最高层发生故障(在图1的示例中，最高层是层3)，则可以将较低层(即，层1和2)组合成具有降低了的质量的视频。然后，可以给SVC流(即，媒体流)的各个层配备不同的调制机制，以便可以根据信道质量来对信号的不同部分进行解码。换言之，可以使用比用于较高层的调制字符表(alphabet)更健壮的调制字符表来传输更重要的层(在图1的示例中，更重要的层对应于层1)。因此，本发明实施例包括用于将传输符号分配给信息符号的媒体数据流的设备，所述媒体数据流包括用于以基本质量表示媒体数据的第一子流，该数据流包括具有用于与第一数据流一起以改进的质量表示媒体数据的附加数据的第二子流。在该上下文中用于分配的设备包括第一装置，用于将第一传输符号分配给第一子流的信息符号；以及第二装置，用于将第二传输符号分配给第二子流的信息符号；其中，与所述第二传输符号相比，所述第一传输符号能够经由具有较低差错概率的传输信道传输。实施例不限于两个子流，但一般可以包括任意数目个或N个子流，两个子流例如具有上述属性。以下将想到多个实施例；具体地，作为扩缩视频编码的示例，将想到具有三个子流的实施例。媒体数据可以包括可扩缩视频数据，但也可以包括可扩缩音频数据。对于音频数据，使用健壮的调制字符表来发送单声道信号，而使用相应地附加的调制字符表来发送实现立体声解码或空间音频解码的附加信息是可行的。一般地，可以在该上下文中使用任何可行的媒体数据。例如，也可使用第一调制字符表以基本质量对照片进行编码，并且以更易于出错的调制字符表对用于以改进的质量解码的附加信息进行编码。在实施例中，还可以采用相应的对于子流的信息符号或传输符号的差错保护机制，如各种信道编码概念。特别对于无线网络和移动无线网络，媒体数据的可扩缩性正变得越来越重要。实施例实现对媒体内容的一次性编码，在该上下文中可以使用最高分辨率或比特率。然后，可以通过部分解码来获得具有较低质量的媒体内容的版本。这对于资源受限的移动接收机来说是尤其有优势的；例如，移动单元通常具有受限制的计算能力、能量供应、屏幕分辨率等。在实施例中，可以进一步提高媒体内容的可扩缩性，这是由于各个子流被提供以不同的编码，即，在实施例中，可以向各个子流添加不同的冗余。此外，在实施例中，各个子流可以使不同的功率与其相关联，使得不仅可以在发射机处而且可以在接收机处，进行速率或质量适配。在一个实施例中，用于将第一传输符号分配给第一子流的信息符号的第一装置可以适于分配来自m进制调制字符表的第一传输符号，用于将第二传输符号分配给第二子流的信息符号的第二装置可以适于分配来自η进制调制字符表的第二传输符号，其中m<η，m、n是自然数。在其他实施例中，还可以采用相同的调制字符表，即m=η。此时，还可以例如经由与子流或者子流的传输符号相关联的不同发送功率，实现具有不同差错概率的传输。在其他实施例中，还可以采用诸如将子流与MIMO无线信道的不同空间子信道相关联之类的空间概念，以实现不同的差错概率。一般地，实施例可以将具有不同健壮性级别的无线资源与子流相关联，然后，该具有不同鲁棒性级别的无线资源将导致不同的差错概率。在该上下文中，无线资源可以被理解为表示空间信道、频率、时隙、码、发送功率、调制字符表、冗余等。如上所述，用于分配的设备可以被集成在无线或线缆发射机中。特别地，在线缆网络中，可能存在不同传播条件。在线缆网络中，接收质量通常取决于发射机与接收机的距离。在这种实施例中，位于较远距离处的接收机可以仅以可接受的差错率接收基本流，位于较近距离处的接收机还可以以可接受的差错率接收附加数据。一般地，线缆网络内的传输条件是可变的。例如，不同扩展级的子网络可以提供不同的传输带宽，使得不是所有接收机都可以支持全部带宽。相应地，在实施例中，也可以在有线发射机和接收机中采用所谓的线缆发射机和线缆接收机。例如，广播发射机或广播站(如用于DVB的广播发射机或广播站)是可行的；例如在MBMS(移动广播多播服务)的上下文中，移动无线网络的基站也是可行的；或者，固定安装的服务器或发射机同样是可行的。在实施例中，发射机可以被配置为发送第一和第二传输符号，作为广播传输。类似地，本发明的实施例还可以包括用于基于接收符号的流估计媒体数据流的设备，该用于估计的设备包括解复用器，用于将接收符号的流分离为至少一个第一符号子流以及第二符号子流。该设备还包括第一符号估计器，用于基于第一符号字符表，将媒体数据流的信息符号的第一子流与第一符号子流相关联。此外，该设备包括第二符号估计器，用于基于第二符号字符表，将媒体数据流的信息符号的第二子流与第二符号子流相关联。第二符号字符表可以比第一符号字符表包括更多的符号。第一子流使得能够以基本质量来表示媒体内容，第二子流与第一子流一起使得能够以改进的质量来表示媒体内容。根据以上解释，第一符号字符表可以与m进制调制字符表相对应，第二符号字符表可以与η进制调制字符表相对应，其中m<n，m、n是自然数。在其他实施例中，相等尺寸的符号字符表m=η也是可行的。还可以例如借助与子流或者子流的传输符号相关联的不同发送功率，实现具有不同健壮性级别或差错概率的传输。在这种实施例中，可以利用相同的符号字符表。在其他实施例中，还可以采用诸如将子流与MIMO无线信道的不同空间子信道相关联之类的空间概念，以实现不同的差错概率。在这种情况下，也可以利用子流的相同符号字符表。用于估计的设备可以被集成在无线或线缆接收机中，其中，该接收机可以是移动终端，如移动电话或PDA(个人数字助理)。实施例不限于移动终端设备；例如，电视机、台式计算机、如膝上型计算机之类的便携式计算机、或导航系统也是可行的。以下将参照可扩缩视频数据流来详细解释本发明实施例。例如，在T.Schierl,T.Stockhammer禾口T.Wiegand，“Mobilevideotransmissionusingscalablevideocoding“，IEEETrans.CircuitsSyst.VideoTechnol.，Vol.17，No.9，pp.1204-1217，2007中，提出了三层可扩缩SVC方法，与图1类似，其包括具有160kBit/s的第一层、具有200kBit/s的第二层以及也具有200kBit/s的第三层。层2和3适于提供附加数据。然而，原则上，实施例不限于该具体视频编码或这些数据速率。在以下实施例中，针对子流(即，层1至幻使用各种调制字符表。一般地，实施例还提供了以下优势例如，在例如降低信道质量的情况下(即，当由于遮蔽或其他效应而发生传输差错时)，确实可以对更少的层进行解码，但可以丢弃有缺陷的层。然后可以对其余层进行解码，并且可以以降低了的质量来表示媒体内容。因此，实施例实现了在接收机中对传输信道的适配。为了经由传输信道进行传输，例如，可以在蜂窝网络中使用诸如OFDM(正交频分复用)之类的已知概念，所述蜂窝网络例如是传统的陆地广播网络，如DVT-T，参见ETSIEN300744vl.5.1,“Digitalvideobroadcasting(DVB)；framingstructure,channelcodingandmodulationfordigitalterrestrialtelevision,"EuropeanStandard,112004。此外，可以采用蜂窝单频网SFN，使得能够在每个小区中重用相同频率，但是，对于向个体订户(如以个性化通告)发送个体信息(即，专用信息)，蜂窝单频网SFN不太灵活。在实施例中，可以将源自移动无线通信的传输概念与广播概念进行组合。例如，在移动无线通信领域中，在过去几年内实现了更高的频谱效率和改进的覆盖。例如，在一些上下文(参见"S.Shamai禾PB.Zaidel,“Enhancingthecellulardownlinkcapacityviaco-processingatthetransmittingend",Proc.IEEEVTC'01Spring,Vol.3,pp1745-1749,2001)中，已将MIMO概念(参见I.Ε·iTeletar,〃Capacityofmulti-antennagaussianchannels",EuropeanTransactionsonTelecommunication,Vol.10,No.6,pp.585-596，1999)、空间-时间编码(参见B.Hassibi和B.Μ.Hochwald,“High-ratecodesthatarelinearinspaceandtime",IEEETrans.Inf.Theory,Vol.48,No.7,PP.1804-1824,2002)以及基站(BS)协作称作宏分集。在V.Jungnickel,S.Jaeckel,L.Thiele,U.Kruger,A.Brylka禾口C.Helmolt,“CapacitymeasurementsinamulticellΜΙΜΟsystem“,(Proc.IEEEGlobecom'06,2006)中，呈现了指示以下内容的测量结果通过使用极化复用，可以在所谓降秩的LOSMIMO信道(LOS=视线)中实现容量的附加增益。如上所解释，实质上也改进了视频编码。两个概念均可以使用分层传输，S卩，多个层中的传输。例如，MIMO系统可以在空间-时间频域中提供多个层，在实施例中，各个子流可以映射至所述多个层。在针对SVC媒体数据流的层的以下实施例中遵照该方案。一般应当注意，高分辨率视频数据可以包括高传输速率，如若干Mbit/s，但是，发送高数据速率所需的宽带无线信道是不可靠的。在实施例中，该劣势可以被诸如信道编码、空间分集、时间分集、频率分集等各种技术补偿。以下将更详细地解释这些概念中的一些，实施例一般不限于所述概念。在实施例中，可以采用所谓的单频网。单频网的概念作为示例在图2中示出。图2示出了由“BS1”、“BS2”和“BS3”命名的三个基站。图2还示出了由“MS”命名的移动台。所有三个基站在单频网内发送相同信号。在图2中由虚线200指示的、基站之间的中心区域中，可以接收所有基站的信号。移动台位于该区域内，因而包含相同信号的三个独立的拷贝，从而可实现分集增益。这三个基站的信号可以被视为移动无线信道的附加多径分量。换言之，在相干的单频网中，多个发射机经由相同频率来发送相同信号。与传统多频网相比，这实现了更多的无线或电视信道，其中，对于每个发射机，不是全部带宽都可用。在接收机处，在移动台MS的图2示例中，单频传输可以被视为多径传播。特别地，在使用OFDM概念的实施例中，只要人工产生的多径分量处于保护间隔(也称作防护间隔或循环前缀)内，所述多径分量就使总接收功率提高。由于独立路径，即，由于相同发送信号的独立拷贝，因此可以从分集中受益，换言之，可以实现更高的分集阶数。陆地数字TV(电视)广播系统可以利用OFDMSFN。所述系统可以利用频率分集，这是由于OFDM分量的带宽超过了无线信道的相干带宽，并且，所述系统是相对容易实现的，这是由于OFDM概念是已知的。然而，所述系统并不利用可在空间面产生的增益。然而，实施例还利用空间分集，例如，借助由多个基站发出的不相关路径或信号拷贝，如图2所述。诸如DVB-T标准之类的传统概念也未提供诸如空间复用和分集编码概念之类的多天线概念。根据以上解释，单频网可以被视为多径传播的特殊形式。实施例还可以利用极化分集。极化分集提供了进一步改进总体分集增益的另一种可能性。例如，在实施例中，可以在诸如移动无线通信终端之类的接收机处采用两个或更多个接收天线。例如，在V.Jungnickel,S.Jaeckel,L.Thiele,U.Kruger,A.Brylka禾口C.Helmolt,"CapacitymeasurementsinamulticellΜΙΜΟsystem，，，(Proc.IEEEGlobecom,06,2006)中，介绍了指示以下内容的测量结果当在发射机处和在接收机处均使用交叉极化的天线时，在降秩的LOS信道中存在至少两个自由度。由此产生的分集增益是由于以下事实而引起的交叉极化的信道在一定程度上不相关。如果接收机能够分别接收水平极化平面和垂直极化平面的信号，则可以例如借助最大比合并(MRC)来实现相应的增益，最大比合并实现了极化平面的信号的相干叠加。实施例还可以利用空间-时间编码(STC)，例如，以Alamouti方案的形式(参见S.Alamouti,"Asimpletransmitdiversitytechniqueforwirelesscommunications，，，IEEEJ.Sel.AreasCommun,Vol.16,No.8,pp.1451-1458,1998)。时间-空间编码借助在发射机处在空间和时间上交织的信号，在接收机处实现附加的分集增益；又称开环发射分集。该概念由图3更详细地解释。图3示出了由“BS1”和“BS2”指示的两个基站。图3还示出了由“MS”命名的移动台。此外，将时间上连续的两个传输符号X1和、提供给空间-时间编码器300。空间-时间编码器300连接至基站BSl和BS2。在图3中由T1命名的第一时段期间，基站BSl发送复传输符号X1,基站BS2发送复传输符号&。图3中由Ill建模的传输信道被假定位于基站BSl与移动台之间。类似地，由Ii2建模的传输信道被假定位于基站BS2与移动台MS之间。在图3中由T2指示的第二时段期间，此时由基站BSl发送负复共轭传输符号-x*2，由基站BS2发送共轭复数传输符号X。该方案与Alamouti发现的传输方案相对应，使接收机能够初始估计传输信道Ii1和Ii2，然后通过对在时段T1和T2期间接收的信号进行合并来确定X1和&。Alamouti所定义的编码还通过从时间段T1和T2加减叠加的信号，使得能够相长地叠加相同传输符号的信号分量，同时相消地叠加另一传输符号的信号分量。由于在叠加信号中存在已经经由独立信道Ii1和Ii2发送的信号部分，这产生了分集增益。仅当接收天线在移动台MS处可用时，该简单方案才允许两条接收路径自身的相干合并。从而，可以使对应的信号合并可用于检测器检测。在实施例中可以采用另一概念，所谓的极化复用。这涉及在发射机处(即，在基站处)使用交叉极化的天线。如果移动台还使用了交叉极化的天线，则可以在空间面中复用两个数据流或数据子流。然后，每个基站将在水平极化平面中发送一个子流并在垂直极化平面中发送另一子流。由于多径传播，极化向量可以在经由移动无线通信信道进行传输期间改变其极化方向；然而，这可以由对应的信道估计概念以及MIMO均衡来补偿，从而，两个子流变为在接收机处可分。在该上下文中，例如相邻基站可以根据单频模式来发出相同信号，但其他概念也是可行的，如用于小区内联合传输的6x2时间-空间编码。这两个概念均能够同时利用频率分集和空间分集。在实施例中，还可以获得宏分集的受益，如以下将参照图4更详细地解释的。为了实现更高的分集阶数，可以实现例如3x1或6x1空间-时间码，其在多个相邻基站上扩展。图4示出了多个基站在xy平面中的布置，χ位置和y位置均以米来指示。图4示出了基于7个基站位置的假设的六边形网络结构，其中每个基站位于六边形的中心处。此外，图4基于每个基站位置都有基站位于其上的假设，从而，图4包含总共21个基站。图4所示的结构也称作簇。在这一点上，例如，可以通过3x1空间-时间码利用宏分集。这意味着，在图4所示的实施例中在三个时隙上扩展的各种时间方案与各个基站相关联。图4示意了以不同的灰色色调阴影表示的小区区域的关联码规划。可见，三个不同的空间-时间码分别在各个小区区域的界面处重合，使得对应的接收机可以利用上述概念。例如，移动无线通信终端可以利用对各个信道(可借助信道估计而被确定为属于各个基站)的认识，以对独立信道的接收功率进行相干合并。如上所述，这提供了改进的信噪比(SNR)，从而还可以辅助网络运营商利用更高质量的调制字符表，如64或256QAM(正交幅度调制)，例如以便改进数据吞吐量。在实施例中，可以采用各种传输技术。在一个实施例中，例如可以使用DFT(离散傅立叶变换)扩展。扩展方法提供了改进各个比特流的传输属性的一般可能性。一种已知的概念是所谓的CDMA(码分多址)，包括将以低速率调制的信号乘以高速率二进制码序列(所谓的扩频序列)。在该上下文中，传输信号比信息信号具有更大带宽，因此，传输信号变得能够更健壮地对抗传输差错，特别是在包括快衰落的多径信道中尤其如此。所使用的码序列可以是成对正交的，此时，信息或输入符号流的重构将变为将接10收信号乘以相同码序列以及在序列长度上相加的简单处理。在给定了可用计算能力的提高量的情况下，可以在实施例中实时地使用非二进制扩展序列。可以例如从离散傅立叶变换导出这种扩展序列的候选，因此，名为DFT扩展。这可以例如由数据符号向量的离散傅立叶酉变换实现，如图11中的等式1所示，其中，Wn,m是具有图11中的等式1.1的分量的离散傅立叶扩展序列的标量系数。在等式中，Ndft与离散傅立叶变换的输入符号的数目相对应，功率扩缩因数1/7用于限制OFDM系统的功率。数据符号向量I和毛的长度等于空间面中并行传输流的数目，例如，等于MIMO复用系统中发射天线的数目。根据通过MIMOOFDM无线信道进行的传输，N个传输符号中的每一个经历频率选择性衰落，这可以根据图11的等式2，例如由OFDM子载波中的每一个的(窄带)ΜΙΜ0传输等式来表示(I.E.Telatar，“Capacityofmulti-antennagaussianchannels",EuropeanTransactionsonTelecommunications,Vol.10，No.6t,pp.585-596，1999)。在图11的等式2中，Λ在发射天线数和接收天线数nKx的维数上与信道矩阵的接收符号向量扎=!^^!^相对应Λ是加性噪声。可以根据最小均方误差(MMSE)概念来进行均衡(参见A.vanZelst,"Spacedivisionmultiplexingalgorithms，，，Proc.IEEEMeleCon，00，Vol.3，pp.1218-1221，2000)，然后，DFT解扩将导致根据图11的等式3在接收机中估计的数据符号。在图11的等式3中，对应于Wn,m的复共轭。可以证明，频率范围内的均衡之后紧接着离散傅立叶逆变换解扩提供了与基于DFT扩展序列的RAKE多用户检测器相同的质量，参见S.Jaeckel和V.Jungnickel，“Ontheoptimalityoffrequency-domainequalizationinDFT-spreadMIM0-0FDMsystems，，，Proc.IEEEWCNC,'08,2008.因此，至少理论上，最大可实现分集增益可以通过对若干个多径分量的功率进行相干合并而获得。这可能是有利的，特别是在也在广播网络中使用SFN传输以增加多径分量的数目的实施例中。图5示出了信号传输链的实施例的框图。在第一块510中，执行单载波-频分复用(SC-FDM)。在数据处理块510中，从左侧看去，最初媒体数据的子流的数据流到达。作为示例，图5基于S个层的假设。最初，对各个层的符号进行解复用，这在块511中进行。换言之，这里，对各个层的信息符号执行串并转换。随后，分配调制和传输符号，这在块512中进行。通过功率因数Pn来加权由此产生的数据符号dn，然后使用上述DFT扩展序列Wn,m将其变换至频率范围，并相在图5中，块520示出了时间-空间编码器521，时间-空间编码器521相应地对块510的输出信号进行编码。在两个发送支路中的每一个中，从空间-时间编码器起往下连接以下各项=IFFT522、用于插入保护间隔(CP循环前缀)的块523、(分别地)用于将基带信号混频至传输频带中的一个本地振荡器524、之后是SFN525。块510和520从而产生发射机中的信号处理链。图5还示出了两个信号处理块530和M0，可以在一个接收机中一起实现。在块530中，例如，经由两个发射天线来接收接收信号。每个接收支路中布置了本地振荡器531，之后紧接着模数转换器532。从模数转换器起往下连接两个FFT533，将离散基带信号变换至频率范围。与FFT533并行地，在块534中进行信道估计或空间-时间解码，估计信道Hn和频率范围接收信号yn被传送至块M0。在块540中，最初进行频率范围均衡，这是通过11对应的匪SE加权计算Ml以及随后与接收信号542相乘来执行的。随后，逆DFT543执行DFT解扩，从而，将符号流进而并行化并细分为各个子流，例如，各个子流与各个层相关联并仍然是功率扩缩的。之后可以是功率解扩缩M4，从而可以在块545中对各个子流的信息符号进行估计和解复用。实施例可以使用所谓的一载波复用或单频复用。在诸如3GLTE(第3代长期演进)之类的移动无线系统中，同时发送个体订户数据和广播数据。两种类型的数据可以使用相同的频率范围，例如借助TDMA(时分多址)。可以选择各个时隙的持续时间，以考虑例如准备使用的多个节目或点对点连接的要发送的广播业务。在时隙期间，广播系统具有充分的信道接入，从而可以使用上述分集概念，例如还可以使用具体的导频音或符号、空间-时间编码和信道编码、升级的保护间隔、调制方案等。因此，SC-FDM可以用于将视频数据流的多个层复用为一个单载波，还参见V.Jungnickel,T.Hindelnag,T.Haustein禾口W.Zirwas，“SC-FDMAwaveformdesign，performance,powerdynamicsandevolutiontoΜΙΜ0”，Proc.IEEEPortable，07，2007。图5示出了一般的SC-FDM传输或信号处理链。如上所解释的，可扩缩视频数据的各个层被分配给分离的调制或传输符号，其中，还可以针对各个层使用不同信道编码概念。换言之，发射机或无线发射机的实施例可以具有信道编码器，被配置为将不同冗余添加至第一或第二子流。类似地，根据实施例，接收机、无线接收机或线缆接收机可以包括信道解码器，被配置为考虑不同量级的冗余以对子流进行解码。此外，发射机或无线发射机的实施例可以具有功率控制，以将不同发送功率与第一和第二子流的传输符号相关联。在一个实施例中，可以应用功率扩缩，使得同时对具有较高调制度(即，较大调制字符表(QAM))的层赋予较低功率。从而，实施例改进了子流的不同信道编码的动态(dynamics)，并可以进一步改进复合一载波信号中的信号的总体动态(也称作峰均功率比(PAPR))，该动态受更高阶(如16或64QAM)的调制字符表的决定性影响。如上所述，在实施例中还可以使用不等差错编码，也称作不等差错保护。在一个实施例中，如在SVC中可以采用层级编码概念，其中，仅当层1被正确解码时，才可以对层2进行解码；以此类推，仅当层1和2已被正确解码时，才可以对层3进行解码。尽管一般难以在广播系统中使传输概念适配于信道，但是实施例可以包括对源的适配。通过例如使用较大带宽、QPSK(正交相移键控)替代16QAM调制等将多个无线资源相关联，可以决定性地影响例如层1的传输质量。然而，更高层的传输质量可能相应降低。可以使用以下条件来计算调制和编码参数。最初，可用资源的总数是重要的。例如，当N个无线资源(例如DFT编码器的输入)可用时，还可以产生N个复数调制符号。然后，对在每一层上可用的资源的数目进行限制，如根据图11中的等式5所示，其中，S与层的数目相对应，Ns等于与层s相关联的资源之一的数目。另一因数可以是每子流的传入SVC数据速率。每个SVC子流具有在预定义传输间隔(也称作TTI(传输时间间隔))期间处理的特定数目个比特。相应地，将调制格式(如BPSK(二进制相移键控)、QPSK、16QAM等)和所分配的无线资源的数目相关联。此外，在前向纠错(FEC)的上下文中，具体地，在各种编码规范的上下文中，可以将冗余添加至各个子流。为此，可以考虑每传输分组(也称作分组数据单元(PDU))的比特的最小数目。另一因数可以是相应子流之间的期望比特率(BER)差异。在实施例中，两个SVC层可以实现不同的误比特率。因此，由于不同的调制格式，可以联系不同的信噪比或者各个子流之间的信噪比偏移。例如，16QAM可以比QPSK实现更低的传输质量。然而，在该上下文中要考虑的还有发送功率Ps，其与各个子流相关联，以下将对其进行说明。此外，考虑OFDM系统的功率约束是有利的。一般对移动无线系统中的发送功率进行约束。当考虑各个子流的功率扩缩的扩缩因数时，总功率不应超过特定界限。这在图11中的等式5中进行了示意，其中，nTx是发射天线的数目，Ns是数据流的数目，Ph与总发送功率相对应。另一因数是峰值功率和平均功率之比(也称作PAPR)，其参考OFDM传输系统的时域信号。快速傅立叶逆变换(IFFT)产生具有NT个采样的离散时间信号并在图11的等式6中指示。N指定了OFDM系统的载波的数目，T指示了用于确定PAPR的过采样因数，还参见S.H.Han禾口J.H.Lee,"Anoverviewofpeak-to-averagepowerratioreductiontechniquesformulticarriertransmission，，，IEEEWirelessCommun,Vol.12,No.2,S.56-65,2005。在实施例中，可以针对S个层中的每一个计算两个参数，S卩，调制格式和功率扩缩系数。如果将S个层和M个调制格式的所有可能组合进行比较，则将获得O(Ms)的渐近复杂度。在所想到的实施例中，三个层具有160、200和200kBit/s。为了简明，以下应假定，在实施例中，在256载波系统中，在TTI中发送660比特，即，针对层1的160和分别针对层2和3的200。在各个层之间要保证SdB的信噪距离差异，以平衡信道和功率扩缩因数的动态，从而将PAPR保持为较小。此外，以下将考虑4个调制字符表，即，BPSK、QPSK,16QAM和64QAM。在未编码OFDM系统中，QPSK需要与BPSK系统相比大约3dB改进的信噪比，以在相同误比特率的情况下解码。与BPSK相比，16QAM需要大约6dB，64QAM需要大约5.2dB。对于本实施例，所述43=64个组合的比较得到在层1中可应用BPSK，在层2中可应用16QAM，在层3中可应用64QAM。为了实现所期望的8dB差异，所产生的功率扩缩因数针对层1为1，针对层2为1.25，针对层3为0.66。图6示出了在具有L=3个独立衰落信道的瑞利无线信道中，以上想到的实施例的仿真结果。具体地，相对于信噪比，绘出了未编码误比特率。层1的误比特率由连续线指示，层2的误比特率由点划线指示，层3的误比特率由虚线指示。在传输期间，执行了DFT扩展和频率范围均衡(MMSE)。在&10_4的未编码误比特率的情况下，可以看出，两个层的三条曲线一方面在层1和层2之间具有大约12.2dB的差异，另一方面在层2和层3之间具有11.5dB的差异。换言之，所描述的概念以及编码覆盖了大于25dB的SNR范围。因此，视频数据流不会由于信号强度的突然恶化而中断；只可能降低其质量。由于子流被扩展至大于移动无线信道相干带宽的带宽，DFT扩展还导致附加差异，这也利用了多径分集。此外，以上指出了与RAKE接收机的联系。此外，一载波传输降低了PAPR。图7中示出这点。图7示出了由连续线指示的所想到的三层实施例的PAPR的互补累积分布函数，以及由虚线指示的包括OPSK调制的未编码256载波OFDM系统的PAPR的互补累积分布函数。如以上在S.H.Han禾口J.H.Lee,"Anoverviewofpeak-to-averagepowerrationreductiontechniquesformulticarriertransmission，，，IEEEWirelessCommun,Vol.12,No.2,S.56-65,2005中所阐述的，选择过采样因数T=4以计算对应的值。SVC的0.的PAPR限大约是9.5dB，而0FDMQPSK参考大约是11.3dB。因此，所提出的实施例不仅利用了多径分集的优势，而且由于所使用的SCFDM概念实现了改进的PAI3R分布。以下将阐述系统级仿真结果。为了在多小区多址的场景中获得现实的订户信道，基于3GPP(第三代伙伴计划)空间信道模型执行了系统级仿真(参见3GPPTR25.996v7.0.0,"Spatialchannelmodelformultipleinputmultipleoutput(MIMO)simulations",Tech.Rep.6，2007)。除了原始版本，还考虑了各种升级，例如，对极化天线的支持(参见L.Jiang，L.Thiele和V.Jungnickel，“0nthemodellingofpolarizedΜΙΜΟChannel”，Proc.EuropeanWirelessConference，07，2007)、天线倾斜以及混合场景(参见LThiele，Μ·Schellmann，W.Zirwas禾口V.Jungnickel，“CapacityscalingofmultiuserMIMOwithlimitedfeedbackinamulticellenvironment”，Proc.Asilomar，07，2007)，以获得现实的统计数据。作为信道模型，想到了具有2GHz中心频率的SCME_C(SCM=空间信道模型，E_C=城市宏蜂窝场景)。带宽是30.72MHz，具有512个子载波和7个基站位置；从每个基站位置提供了3个扇区。基站海拔高度被假定为32m，移动台海拔高度被假定为an。此外，基站被假定为相互距离为1000m，具有14dBi天线增益的天线被假定为以交叉极化的形式存在。天线的倾角被假定为3.7°，并且，针对每个基站假定了30daii的最大发送功率。此外，假定了-95dBm的接收机输入灵敏度。SCME仿真环境提供了在图8所示的3个基站之间随机放置10，000个订户。图8示出了以上参照图4解释的蜂窝网络场景。图8中的阴影区域指示了在其中对订户信道进行估计的网络区域。还应假定，针对每个订户计算2x2极化信道实现H。然后，可以使用SCM信道系数来针对三层SVC实施例计算误比特率仿真。作为示例，仿真传输链使用512个OFDM载波。320个资源与BPSK调制的层1相关联。层2具有100个资源采用16QAM以及功率扩缩因数1.25。层3具有68个资源以及0.66的乘子。信道H被假定为在50次实现的时段内恒定，叠加的噪声随实现而改变。针对背景噪声假定_95dBm的功率，并且，基站的总发送功率是30dBm。相对较低的功率确保所想到的传输概念均未实现100%覆盖，以实现对结果的公平比较。总共发送了66，000个随机比特。对于所述比特，针对所有SVC层估计误比特率。如果实现小于的误比特率，则将假定相应层没有差错。在所想到的仿真中不使用附加的信道码。图9示意了所生成的仿真结果。在图9中，以柱状图的形式在χ轴上绘出了针对各个层的各种传输概念，各个柱型的高度以百分比指示了相对覆盖。在每个柱状图中，浅灰部分指示匪SE、SCFDM与DFT扩展的覆盖，暗的区域指示参考系统ZF，OFDM(ZF=迫零)。作为传输概念，想到了SISO(单输入单输出)(即，具有发射和接收天线的系统)、SISOSFN、MRC、MRC-SFN、MIM0Mux,ΜΙΜΟMuxSFN、Alamouti、AlamoutiSFN,MacroSTC3x1和MacroSTC3x2。从所比较的传输系统可以得出结论，MMSE-DFT-SCFDM将始终优于ZF-0FDM。然而，随着空间分集增大，所述增益减小，这已由例如MRC、Alamouti、AlamoutiSFN和MacroSTC3x2的情况揭示。为了清楚起见，在图9中从左到右对所想到的传输概念给出了连续编号。由于ZF-OFDM不能够利用频率分集的事实，使得增益减小。如果利用天线分集或空间分集(MRC或STC)，则ZF-OFDM的对应覆盖还将增加。从图9中还可见，SFN传输增加了所有传输概念的覆盖。在SFN的情况下，可以通过对附加回声进行合并来提高小区边缘处的接收功率。DFT-MMSE频率范围均衡能够对所述回声进行相长叠加，而ZF-OFDM仅利用场增益，但不利用分集增益。从图9中还可见，所想到的宏分集概念未实现任何实质增益。在情况9和10中，使用了正交3x1STC(参见B.Hassibi禾口B.M.Hochwald,"High-ratecodesthatarelinearinspaceandtime，，，IEEETrans.Inf.Theory,Vol.48，No.7，S.1804-1824，2002)。在第二情况的SISO-SFN以及在第九情况的3xlSTC中，使用了相同的天线星座图，即，3个发射机处3个发射天线以及接收机处1个接收天线。区别在于在情况9中，利用了空间面中的分集，而在情况2中，频率范围中的附加发射信号是相关的，从而利用了频率分集。情况10的3x2STC和情况4的SIM0_SFN_MRC也具有相同的天线星座图，3个基站处分别有3个发射天线以及移动台处有2个接收天线。宏分集概念仅比ZF-OFDM系统的SFN方案提供更大的传输范围。这是由于ZF未利用频率分集的事实。然而，如果借助DFT扩展和MMSE均衡来利用频率分集，则宏分集可实现的增益仅处于1-4%的范围内。如果还考虑例如3xlSTC仅实现数据速率的3/4，以及对于多于两个天线不存在正交全速率STC，则宏分集不是在所有情况下都实现增益。根据仿真结果，两个实施例尤其适于广播系统。在一个实施例中，使用AlamoutiSTC和SFN传输，其中，每基站有2个发射天线，接收台处有2个接收天线。甚至在降低至仅1瓦的发送功率下，该配置也实现了最佳覆盖。订户中83%可以对层1数据进行解码，所有订户中47%可以对所有3个子流或层进行解码。如果系统切换至MIMO复用概念和SFN(图9中的情况6)，则将可以同时发送两个子流。这将数据速率提高了一倍，但与传输范围内的实质损耗相关联。在46dBm、40W的发送功率下，可以实现以下传输范围其中，如果借助于Alamouti概念和SFN，则订户中99.8%可以接收层1数据，订户中95%可以接收层1和层2数据，所有订户中79%可以接收所有3层的数据。在采用空间复用的相同传输配置下，94%的订户可以接收层1的数据，68%可以接收层1和2的数据，49%可以接收层1至3的数据。预期，随着基站之间的距离减小，所述值将进一步改进。因此，包括MIMO复用的实施例看起来是相对较小的小区(例如在室内应用中)的选项。以下将再次借助图10来解释实施例，图10示出了系统概念的总览框图。图10示出了由发射机和接收机构成的整个传输系统的信号处理链，发射机的组件在图10的上半部示出，接收机的组件在图10的下半部示出。以下描述的实施例包括DFT扩展、空间-时间编码和单载波传输的组合，以获得与传统广播系统相比附加的分集增益。换言之，实施例可以包括扩频或扩频器，以在频率范围内对第一和第二子流的传输符号进行叠加。此外，实施例可以包括用于对叠加的传输符号进行编码的空间-时间编码器。此外，在实施例中，OFDM发射机可以用于经由作为传输信道的无线信道来发送叠加的传输符号。在实施例中，OFDM发射机可以包括与扩频器的维数不同的子载波的数量。例如，在实施例中，可以将OFDM发射机的带宽选择为比扩频器的输出信号的带宽更宽。在这些实施例中，存在可以将扩频器的输出信号映射至OFDM发射机的子载波的多种可能性。例如，可以以逐块的方式进行映射，其中，可以不改变地将输出信号分配给OFDM发射机的子载波的块，所述块可以位于OFDM频率范围的上端或下端，但也可以与中间范围相关联。在其他实施例中，梳形分配也是可能的，其中，可以将输出信号的分量分配给OFDM频率范围的梳状子载波，即，被分配的OFDM子载波不是彼此相邻没有任何间隙地布置的，而是可以有非占用的子载波位于其间。类似地，实施例可以包括OFDM接收机。从OFDM接收机起往下可以连接频率解扩器，以对扩频的接收符号进行解扩。频率解扩器的维数可以小于OFDM接收机的子载波的数量。在其他实施例中，频率解扩器的输出信号的分量可以被分配给OFDM系统的子载波的多个子块。输出信号的分量所占用的子载波可以是以不完全的方式占用的，即，单个或多个子载波在分量所占用的子载波的块中可能不被占用或者可能被其他信号占用。所述子载波提供了发送其他信号的可能性，同时还利用频率分集。所述其他信号可以是例如借以发送系统信息、寻呼信息、控制指令等的控制信号。在实施例中，所述子载波可以用于例如发送导频符号。在该上下文中，实施例的优势在于可以将各个子载波选择为使得可以经由这些子载波发送导频或参考符号，以及可以经由这些子载波获得频率分集的益处。换言之，分量可以分布在频率范围内(即，分布在系统中可用的OFDM子载波上)，从而利用频率分集。此外，导频符号和其他系统信息也可以分散在频率范围内，使得还可以对系统信息和控制信号利用扩频增益。使用以这种方式分布在频率范围内的导频符号的实施例可以例如在频率范围内实现信道估计。换言之，在实施例中，可以将导频或参考符号占用的子载波选择为使得其在频率范围内的距离不超过无线信道的相干带宽。这导致在这些实施例中，频率范围内的导频符号可以用作信道的节点，以及可以在频率范围内所产生的信道估计之间执行插值。如果在实施例中，已经在频率范围内估计了信道，则现在也可以在频率范围内对关联的数据进行均衡。这在信道估计后的信号处理中提供了决定性的优势，这是由于在频率范围内可以比在时域内以更低的代价更轻松地执行均衡。在一个实施例中，可以在与信道估计逆矩阵或传输逆矩阵执行乘法时，实现频率范围内的简单均衡。因此，实施例提供了以下优势由于DMA系统的利用以及对扩频器的输出信号的分量的扩频，实施例可以用于实现频率范围均衡。具体地，这在广播场景的情况下是有利的，这是由于频率范围均衡是成本较低的，并主要在提供较少计算和功率资源的移动单元上实现。因此，可以实现更高效的信号处理和/或改进的传输质量。与传统扩频系统相比，实施例具有以下优势单个子载波可以由例如导频或参考符号或者其他信号或符号占用。因此，如上所述，将数据和导频以及其他控制信道与OFDMA系统的子载波进行各种关联是可行的。传统系统大多不允许频率范围均衡，这是由于在所述系统中，所有信号分散在相同频率范围内，即，分散在相同带宽上。因此，所述信号不能在频率范围内彼此隔离，这是由于它们在此处相互叠加。仅仅对应的扩展在实际上确实为导频符号留下了间隙，使频率范围内的估计和均衡成为可能。实施例还提供了以下优势在广播数据的扩频与频率范围内的信道估计或均衡之间产生协同效应(synergyeffect)0如上所述，通过利用频率分集，例如，可以将在各个子流之间调整的功率比保持稳定。频率范围内的后续信号处理使得能够有效利用已在频率范围内的频率分集，从而甚至总体上可以产生更健壮的传输，因此可以使系统容量和/或系统稳定性提高并使传输范围增大。因此，在实施例中，接收机可以具有用于在频率范围内对OFDM传输信道进行估计的信道估计器。在实施例中，一般可以经由对诸如MIMO复用或STC、不同SFN小区等传输技术的选择来扩缩要提供的区域的大小以及吞吐量。再次参照图10来解释方法的本质要点。图10示出了视频源1000，其将视频数据馈送至可被实现为例如H.^4/SVC编码器的视频编码器1002。然后，视频编码器1002的输出将具有例如SVC媒体数据流的各个子流位于其上，随后在块1004中，在前向纠错的上下文中，可以对各个子流进行编码和/或向各个子流提供冗余。换言之，该块将不同的冗余添加至不同子流。然后，在编码器1004的输出处将存在二进制数据流。然后，在IQ调制器1006中借助不同的IQ调制，将SVC视频流的各个层彼此分离，其中，IQ调制器1006将子流的例如符号、单个或一组连续比特双射映射至与相应子流相关联的调制处理的星座点，如上所述，该调制处理被适当地选择为使得IQ调制器可以确保在接收机处给定相同SNR的情况下，将针对各个流产生不同的误比特率。然后，调制器1006的输出将具有符号流位于其上，即，针对每个子流有一个符号流，如上所述，在功率扩缩器1008中可以对符号流进行功率扩缩。然后，在功率扩缩器1008的输出处将存在功率扩缩后的符号流。因此，实施例提供了以下优势借助附加地对各个子流的发送功率进行扩缩，在接收机处可以针对每一层对期望的最小误比特率进行精确调整。扩缩后的符号流被提供给SC-FDM分配器1010，SC-FDM分配器1010对子流的各个符号进行解复用，以将其提供给DFT扩展器1012。实施例提供了以下优势由于移动无线通信系统的下行链路的广播信道中的DFT扩展，可以利用多径和SFN分集。实施例还提供了以下优势可以使对调制处理和功率扩缩的选择依赖于相应SVC层的当前比特率。因此，可以将DFT1012的输入(即可用资源)自适应地分配给各个流，例如借助分配方法。这也称作调度。对于视频信号，在实施例中，这意味着可以支持每个层的可变比特率和针对统计复用的可变比特率。换言之，在实施例中，用于分配的设备还可以包括用于分配无线资源的装置。在实施例中，用于分配无线资源的装置可以适于将无线资源分配给第一传输符号和第二传输符号，以对第一子流和第二子流的可变数据速率进行平衡。用于分配无线资源的装置(以下也可称作调度器)将无线资源与先前同数据子流(即，第一子流和第二子流)的对应信息符号相关联的那些传输符号相关联。在这一点上，无线资源被理解为表示诸如来自由以下各项构成的组的一个或多个无线资源之类的任何无线资源，所述项是例如频率、子载波、时隙、扩展序列、码、空间子信道、方向、频率、天线、跳频序列、交织序列、功率等。因此，在实施例中，调度器可以快速地适配或执行将无线资源与实际传输符号相关联，在该处理中，不需要省去扩频。在简单实施例中，可以将例如不同数目的子载波与数据子流的传输符号相关联；在该上下文中，不必省去频率范围内的交织或扩展。可以以较低的成本将子载波的所述关联以及从而变得可能的频率范围内的扩展与将其他无线资源相关联进行组合。在简单实施例中，可能将OFDMA系统的5个子载波之一与例如第一子流的传输符号相关联。如果第一子流的数据速率提高(即，如果需要更多传输或无线资源)，则可能将例如OFDMA系统的4个子载波之一与传输符号相关联，此时是以更高速率相关联。类似地，在实施例中，还可以在两个子流之间分离子载波。换言之，实施例可以改变子流之间OFDMA系统的关联子载波的数目。在简单实施例中，可以将例如子载波数量的三分之二与第一传输符号相关联，而将子载波中的仅仅三分之一与第二传输符号相关联。在一个实施例中，这可能实现关于第一子流发送更多冗余，该冗余可以在接收机处进行相应地估计，使得对于第一传输符号，将产生上述具有更低差错概率的信道。因此，实施例可以允许有利地适配将无线资源与第一和第二传输符号相关联。因此，可以更高效地采用无线资源，具体地，OFDMA系统的子载波；例如，可以实现频率范围内的信道估计。总体上，可以由所述可变关联导致更健壮的系统、改进的传输质量和/或更大的传输范围。实施例还提供了以下优势最大的DFT可以适于整个可用带宽。DFT编码器或扩展器1012的输入可以用作用于对SVC视频流进行自适应细分的主要资源。然后将产生由多个波形构成的一载波信号，作为所得到的波形。所述信号也被称作单载波信号。根据图10，借助空间-时间编码器1014实现例如Almouti概念，向基站的各个天线标识由此获得的信号。导频单元1016事先将随后将在接收机处实现信道估计的导频符号插入该信号中。图10还示出了在两个IFFT1018中将包括导频符号的空间-时间编码后的输出信号变换至时域，然后，经由SFN分发器1020将该输出信号分发至各个基站。实施例还提供了以下优势除了空间-时间编码，交叉极化天线还可以实现附加的分集增益。备选地，还可以例如针对更小的小区使用空间-时间复用。然后可以产生各个空间流；吞吐量将增大，而所提供的区域的大小(即，传输范围)将减小。图4的SFN分发器1020对单频网中的相邻基站进行同步，使得它们将发射同步的相同信号。在实施例中，频率范围内的导频信号可以使接收机能够估计信道。所添加的保护间隔防止了符号间干扰。其也被称作循环前缀。然后，移动无线通信接收机1022接收信号。最初，经由两个FFTlOM将信号变换至频率范围。在频率范围内，可以提取导频符号并将导频符号提供给信道估计器1(^6。基于信道估计器10的输出，频率范围均衡器10可以例如基于MMSE规则来对数据进行均衡。从MMSE均衡器10起往下连接DFT解扩器1030，DFT解扩器1030也可以是被实现为将均衡后的信号变换至时域的逆DFT。因此，在SCFDM复用器1032中，可以再次将各个流彼此分离。此时，可以对传输符号的子流执行逆功率扩缩1034，所述逆功率扩缩1034之后紧接着IQ解调器1036。然后将产生二进制信号。二进制信号可以经由信道解码器和检测器来纠正，或通过纠错1038来纠正。然后，从解码后的二进制流往下可以连接基于CRC的速率适配器1040，该速率适配器1040经由所插入的CRC(循环冗余校验)校验序列来实现在各个层中执行检错。然后丢弃相对较高的缺陷SVC层。对无差错的低层进行解码，并且可以以降低了的质量输出视频或在解码器1042中对视频进行解码。因此，本发明实施例提供了以下优势可以在接收机中执行对信道的适配。如果信道质量下降，则较高层中的差错率将升高。如果丢弃较高层，则接收质量将因此自动适于信道质量。链路级和系统级仿真证实了本发明实施例的潜力。基于3回声瑞利信道和3SVC18层中的链路级仿真的结果清楚地证明了实施例的优势，这是由于媒体内容的再现质量可以随接收机处的信噪比提高。可以在例如移动无线网络或WIMAX和3GLTE网络中采用本发明实施例。各个实施例将诸如空间-时间编码、DFT扩频和SC-FDM映射之类的各种分集概念进行组合，以在无线多媒体广播网络或场景中实现改进的传输质量和/或更可靠的传输。应当注意，根据条件，本发明的方案也可以以软件实现。实现方式可以是在具有电子可读控制信号的数字存储介质上，具体地，在盘、CD、DVD、闪存等上，所述电子可读控制信号可以与可编程计算机系统进行协作以便执行对应的方法。因此，一般地，本发明还包括具有存储在机器可读载体上的程序代码的计算机程序产品，所述程序代码用于在所述计算机程序产品运行于计算机上时执行本发明的方法。因此，换言之，本发明可以被实现为具有用于在计算机程序产品运行于计算机或处理器上时执行该方法的程序代码的计算机程序。权利要求1.一种发射机包括用于将传输符号分配给信息符号的媒体数据流的设备，所述媒体数据流包括第一子流，用于以基本质量表示媒体内容；以及第二子流，包括用于与第一数据流一起以改进的质量表示媒体内容的附加数据，所述发射机包括第一装置(512)，用于将第一传输符号分配给第一子流的信息符号；第二装置(51)，用于将第二传输符号分配给第二子流的信息符号，其中，与所述第二传输符号相比，所述第一传输符号是能够经由传输信道以降低了的差错概率来传输的；以及用于分配无线资源的装置，适于将无线资源分配给所述第一传输符号和所述第二传输符号，并对所述第一子流和所述第二子流的可变数据速率进行平衡。2.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述第一传输符号源自m进制调制字符表，所述第二传输符号源自η进制调制字符表，其中，m<η并且m和η是自然数。3.根据权利要求1或2所述的发射机，其中，媒体数据是经可扩缩视频编码SVC编码的视频数据，所述第一子流和所述第二子流与编码后的视频数据的不同层相对应。4.根据权利要求1至3中任一项所述的发射机，被配置为作为广播传输来发送第一和第二传输符号。5.根据权利要求4所述的发射机，还包括信道编码器(1004)，被配置为将冗余添加至第一子流和/或第二子流，使得所添加的冗余对于第一子流和第二子流来说是不同的。6.根据权利要求4或5所述的发射机，还包括功率控制器(1008)，用于将不同发送功率与第一子流和/或第二子流的传输符号相关联。7.根据权利要求4至6中任一项所述的发射机，还包括空间-时间编码器(1014)，用于在空间-时间域中对传输符号进行编码。8.根据权利要求4至7中任一项所述的发射机，还包括扩频器(1012)，用于在共享频率范围内分别叠加第一子流和/或第二子流的传输符号。9.根据权利要求8所述的发射机，还包括正交频分复用OFDM发射机(520)，用于经由作为传输信道的无线信道来发送传输符号。10.根据权利要求8或9所述的发射机，其中，所述OFDM发射机(520)被配置为使用与所述扩频器的维数不同数量的子载波来进行发送。11.一种将无线资源分配给传输符号并将传输符号分配给信息符号的媒体数据流的方法，所述媒体数据流包括第一子流，用于以基本质量表示媒体内容；以及第二子流，包括用于与第一数据流一起以改进的质量表示媒体内容的附加数据，所述方法包括将第一传输符号分配给第一子流的信息符号；将第二传输符号分配给第二子流的信息符号；其中，与所述第二传输符号相比，所述第一传输符号是能够经由传输信道以降低了的差错概率来传输的；以及将无线资源分配给所述第一传输符号和所述第二传输符号，以对所述第一子流和所述第二子流的可变数据速率进行平衡。12.一种包括程序代码的计算机程序，当所述程序代码运行于计算机或处理器上时，所述程序代码执行根据权利要求11所述的方法。13.一种用于基于接收符号的流来估计媒体数据流的设备，包括解复用器(543)，用于将接收符号的流分离为至少第一符号子流和第二符号子流；第一符号估计器，用于基于第一符号字符表，将所述媒体数据流的信息符号的第一子流与所述第一符号子流相关联；以及第二符号估计器，用于基于第二符号字符表，将所述媒体数据流的信息符号的第二子流与所述第二符号子流相关联，其中，所述第一子流允许以基本质量表示媒体内容，所述第二子流与所述第一子流一起允许以改进的质量表示媒体内容。14.根据权利要求13所述的设备，其中，所述第一符号字符表与m进制调制字符表相对应，所述第二符号字符表与η进制调制字符表相对应，其中，m<η并且m、η是自然数。15.根据权利要求13或14所述的设备，其中，媒体数据是经SVC编码的视频数据，所述第一子流和所述第二子流与编码后的视频数据的不同层相对应。16.一种包括根据权利要求13至15中任一项所述的用于估计媒体数据流的设备在内的接收机。17.根据权利要求16所述的接收机，还包括空间-时间解码器，用于对接收符号的流进行解码。18.根据权利要求16或17所述的接收机，还包括信道解码器，被配置为针对子流使用不同的解码规范。19.根据权利要求16至18中任一项所述的接收机，还包括OFDM接收机(530)。20.根据权利要求19所述的接收机，其中，所述解复用器被配置为在分离的上下文中，对接收符号执行频率解扩。21.根据权利要求19所述的接收机，其中，频率解扩的维数小于OFDM接收机的子载波的数量。22.根据权利要求20至22中任一项所述的接收机，还包括信道估计器，用于在频率范围内估计OFDM传输信道。23.一种基于接收符号的流来估计媒体数据流的方法，包括将接收符号的流分离为至少第一符号子流和第二符号子流；基于第一符号字符表，将所述媒体数据流的信息符号的第一子流与所述第一符号子流相关联；以及基于第二符号字符表，将所述媒体数据流的信息符号的第二子流与所述第二符号子流相关联，其中，所述第一子流允许以基本质量表示媒体内容，所述第二子流与所述第一子流一起允许以改进的质量表示媒体内容。24.一种包括程序代码的计算机程序，当所述程序代码运行于计算机或处理器上时，所述程序代码执行根据权利要求23所述的方法。25.—种包括根据权利要求1至10中任一项所述的发射机和根据权利要求16至21中任一项所述的接收机在内的系统。全文摘要本发明描述了一种用于将传输符号分配给信息符号的媒体数据流的设备，所述媒体数据流包括第一子流，用于以基本质量表示媒体内容；以及第二子流，包括用于与第一子流一起以改进的质量表示媒体内容的附加数据。所述设备包括第一装置，用于将第一传输符号分配给第一子流的信息符号；以及第二装置，用于将第二传输符号分配给第二子流的信息符号；其中，与所述第二传输符号相比，所述第一传输符号是能够经由传输信道以降低了的差错概率来传输的。文档编号H04L25/02GK102124711SQ200980132300公开日2011年7月13日申请日期2009年6月22日优先权日2008年6月20日发明者托马斯·斯切尔,托马斯·赫斯腾,斯蒂芬·杰克尔,沃克·荣尼克,科内留斯·赫尔奇申请人:弗劳恩霍夫应用研究促进协会