通信设备的制作方法

专利名称：通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种通信设备，特别涉及一种包括多个天线的无线电发射设备和一种 用于接收来自所述无线电发射设备的信号的无线电接收设备。
背景技术：
近年来，由于通信容量的增长，更多的用户需要无线电通信系统中的快速数据传 输。以正交频分复用(OFDM)表示的多载波传输作为用于实现快速高容量的数据传输的通 信方式而得到关注。在IEEE802. 11a中作为5GHz波段或者数字陆地广播的无线电系统而 使用的0FDM，通过以理论上不引入干扰的最小频率间隔来设置十至成千个载波来提供同时 通信。通常在OFDM中，这些载波被称为子载波，通过相移键控(PSK)、正交幅度调制(QAM) 等对所述子载波进行数字调制以用于通信。已知的是将OFDM和前向纠错结合以获得对频 率选择性衰落的强大容忍度。参照图1将描述根据IEEE802. 11a的数据包的结构。如图1所示，IEEE802. 11a所 使用的数据包包括前同步码A和B以及数据信号。前同步码A用于OFDM符号同步和频率 同步，而前同步码B用于天线识别和信道响应的估计。这两个前同步码均为预定的信号，也 是接收侧已知的信号。图12和13分别示出了 0FDM调制电路和0FDM解调电路的结构示例。在图中，将 使用中的子载波的数量定义为N。图12是通常的0FDM调制电路的功能框图。在图12中，附图标记1000表示前向 纠错编码电路，附图标记1001表示串/并转换单元(S/P转换单元)，附图标记1002表示映 射单元，附图标记1003表示离散傅立叶逆变换(IDFT)单元，附图标记1004表示并/串转 换单元(P/S转换单元)，附图标记1005表示前同步码A生成单元，附图标记1006表示前同 步码B生成单元，附图标记1007表示复用单元，附图标记1008表示保护间隔插入单元，附 图标记1009表示数/模转换单元(D/A转换单元)，附图标记1010表示无线电发射单元，附 图标记1011表示天线。在前向纠错编码单元1000中对已发射的信息数据进行编码。然后，S/P转换单元 1001根据调制每个载波所需要的数据量对数据执行串/并转换。映射单元1002对每个载 波进行调制。随后，IDFT单元1003执行IDFT。尽管这里描述了将IDFT用于0FDM调制的 示例，一般的电路通常以2n的形式定义了点的数量并使用快速傅立叶变换(IFFT)。为了生 成N个波的0FDM信号，一般使用不小于N且最接近于N的值2n作为IFFT的点的数量。在IDFT之后，P/S转换单元1004将数据转换为串行数据，然后复用单元1007将 数据与前同步码A和B进行时分复用(timemultiplex)，结果为图1所示的数据包结构。然 后，保护间隔(GI)插入单元1008插入保护间隔。插入保护间隔用于降低在接收0FDM信号时符号间的干扰。此外，在D/A转换单元1009中数据还被转换为模拟信号，然后在无线电 发射单元1010中被转换到发射频率，最后从天线1011发射数据包。图13为示出OFDM解调电路的结构示例的功能框图。如图13所示，接收器大体上 执行发射的逆处理。在图13中，附图标记1020表示天线，附图标记1021表示无线电接收 单元，附图标记1022表示模/数(A/D)转换单元，附图标记1023表示同步单元，附图标记 1024表示GI去除单元，附图标记1025表示S/P转换单元，附图标记1026表示离散傅立叶 变换(DFT)单元，附图标记1027表示切换开关，附图标记1028表示前同步码相乘单元，附 图标记1029和1030表示相乘单元，附图标记1031表示解映射单元，附图标记1032表示P/ S转换单元，附图标记1033表示前向纠错解码单元。但是，如上文所述，解调电路同样地通 常使用FFT而非DFT。在无线电接收单元1021中，将天线单元1020中接收的电波频率转换到可以进行 A/D转换的频带。A/D转换单元1022将数据转换为数字信号，同步单元1023使用前同步码 A对该数据信号执行OFDM符号同步。GI去除单元1024从数据中去除保护间隔。然后，S/ P转换单元1025对数据执行串/并转换。然后，DFT单元1026对数据执行DFT，切换开关 1027将所接收的已经过DFT的前同步码B发射至前同步码复用单元1028，并将所接收的已 经过DFT的数据信号发射至相乘单元1029。前同步码相乘单元1028将所接收的前同步码 B的复共轭与发射侧所使用的前同步码B相乘(频域中相乘)，以估计信道响应。在下文 中，将使用数字表达式简要描述使用作为已知信号和信道响应的补偿的前同步码(前同步 码B)对信道响应的估计。首先，以p(f)表示在发射侧所使用的前同步码，以s(f)表示信 息信号。这里将其表示为频域信号。此外，在发射前同步码或信息信号后，如果信道响应定 义为c(f)，以下面的等式表示所接收的前同步码p' (f)和所接收的信息信号s' (f)。在 该等式中，c(f)是向每个子载波提供不同的振幅和相位旋转的复函数。等式1:p' (f) = c(f) Xp(f) (1)s' (f) = c (f) X s (f) (2)但是，这里为了简化，没有考虑接收器中的热噪声。对于所接收的信号，首先，在前 同步码相乘单元1028中获得p' (f)的复共轭，如前述地，将该共轭与发射侧所使用的前同 步码P(f)相乘。该乘法表示为等式(3)等式2:p' *(f) Xp(f) = c*(f) Xp*(f) Xp(f)= c* (f) X | p (f) |2 (3)将前同步码相乘单元1028的输出(等式(3))传输至相乘单元1029和1030，相乘 单元1029和1030将该输出分别与所接收的数据信号和所接收的前同步码相乘。等式(4) 中示出了相乘单元1029的输出，等式(5)中示出了相乘单元1030的输出等式3:s ‘ (f) X c* (f) X | p (f) |2 = c (f) X c* (f) X s (f) X | p (f) |2= |c(f) |2|p(f) |2Xs(f) (4)p' (f) Xc*(f) X |p(f) |2 = c(f) Xc*(f) Xp(f) X |p(f) |2= |c(f) |2|p(f) |2Xp(f) (5)
5
如等式⑷所示，将所接收的信息信号与前同步码相乘单元1028的输出相乘，由 此补偿信道响应c(f)对相位旋转的影响，并获得与所发射的信号s(f)相位相等的信号。然 后，将以这种方式所获得的相乘单元1029和1030的输出(等式(4)和(5))输入至解映射 单元1031。使用等式(5)中已经过信道响应补偿的前同步码作为对每个子载波解映射信息 信号的标准。然后，P/S转换单元1032串行化必需的数据，前向纠错解码单元1033对所发 射的数据进行解码。以快速高质量的OFDM为目标的示例之一包括非专利文献1中所公开的方法。一 般地，将不同的信息比特分配给OFDM子载波。但是，根据非专利文献1，将同样的信息比特 分配给所有的子载波。为了以这种方式将同样的信息比特分配给所有的子载波并保持高传 输速率，非专利文献1建议针对每个信息比特设置不同的相位旋转量并向子载波提供所设 置的相位旋转，因此使得能够将不同的信息比特分配给相同的子载波用于传输。图14示出了非专利文献1中公开的发射机结构的一部分。如图14所示，在根据 非专利文献1的发射设备中，由复制单元1051根据子载波的数量(这里子载波的数量为N) 来复制映射单元1050所映射的信息比特(在非专利文献1中用于二进制相移键控(BPSK) 调制)，并将该信息比特输入至子载波解调和相位旋转单元1052。如图14所示，子载波解 调和相位旋转单元1052将信息比特分配给所有子载波，并向每个子载波提供针对每个信 息比特设置的相位旋转。此时，向相邻的子载波提供连续的相位旋转，以使提供给第一子载 波的第k个信息比特的相位旋转为0，而所提供给第n子载波的相位旋转为(n-1) A 0k。根 据非专利文献1，在加法器1053中，将所有应用这些相位旋转的子载波相加，还将子载波调 制单元和相位旋转单元对于所有信息比特的输出相加。接收设备将发射设备中所提供的相 位旋转的复共轭相乘，因此补偿相位旋转和恢复信息数据。非专利文献1公开了，与一般的 OFDM相比，通过这种结构可以提高接收特性并确保高传输速率。[非专利文献 1]D. A. ffiegandt 禾P Z. ffu, C. R. Nassar 的“High-throughput, high-performance OFDM via pseudo-orthogonalcarrier interferometry spreading codes" , IEEE Transactions onCommunications,vol. 51,no. 7,Jul. 2003,pp.1123-1134。如果多个天线同时发射不同的多载波信号，或者如果位于小区边缘周围的终端接 收其中相邻小区使用同样频带的0FDM系统中的下行链路信号，则在接收侧混合多个不同 的多载波信号，导致相应的信号互相干扰。在这种情况下，识别哪个天线发射了所接收的信 号或者哪个基站发射了该信号是非常重要的。因此，对信道响应估计准确性的严重恶化已 成为问题。本发明的目的是提供在接收来自多个天线的信号时对信道响应的估计的准确性。

发明内容
使用根据本发明的无线电通信技术，向从多个天线同时发射的符号提供随天线而 不同的相位旋转，由此接收侧分离和计算从天线发射的信号的延迟概况(delay profile) 0 也就是说，通过发射已对于多个天线或小区应用不同的相位旋转的前同步码，接收侧分离 来自每个天线或每个小区的信号的延迟概况，以识别发射天线或发射基站并估计信道响 应。如果要分离的延迟概况的数量较大，则共同使用不同的前同步码模式，实现对延迟概况 的高度精确的分离。
具体地，该技术可应用于发射设备包括多个天线的情况，使得能够在发射分集中 选择发射天线。此外，可确定多输入多输出(MIM0)系统中发射天线的数量。此外，该技术可应用于接收来自多个发射设备的信号。在这种情况下，它们可以用 于在接收来自多个基站的信号时识别基站。此外，可一起使用通过时移和码的延迟概况分 离。也就是说，对基站的识别可使用码，而对基站中多个天线的识别可使用时移。使用本发明能够分离和识别从多个基站同时发射的OFDM信号以及高精确性地估 计期望信号的信道响应。它还使得能够在通信起始和在切换时高精确性地感测要连接到的 基站的信号。它还通过从多个相邻基站发射同样的数据而使得易于执行位置分集，提高了 位于小区边界周围的终端的接收特性。如果每个基站包括多个发射天线，则使用专用于基 站的信号序列作为用于估计信道响应的信号。然后，通过向用于估计信道响应的信号提供 随发射天线而不同的相位旋转并通过发射该信号，即使在要分离诸多信号的情况下，也可 以高精确性地估计期望信号的信道响应。此外，使用本发明使得能够在包括多个发射天线的发射设备执行选择性发射分集 发射或者MIM0发射时，基于信道响应的状态选择适当的发射天线或者发射天线的数量。


图1是描述作为根据本发明的实施例的无线电通信技术的目标的数据包格式的 示例的图示；图2是示出根据本发明的第一实施例的无线电通信设备中基站的发射设备的结 构示例的图示；图3是描述根据本发明的第一实施例的终端的接收设备的结构示例的图示；图4是示出通过根据本发明的第一实施例的无线电通信技术所获得的延迟概况 的示例的图示，图4(a)是示出当不将相位旋转应用于发射天线X和Y所发射的前同步码时 在接收侧所获得的延迟概况的图示，图4(b)是示出当将相位旋转应用于发射天线Y所发射 的前同步码时的延迟概况的图示；图5是作为根据本发明的第三实施例的无线电通信技术的目标的小区布置的示 例的图示；图6是示出根据本发明的第三实施例的基站的发射设备的结构示例的图示；图7是示出根据本发明的第三实施例的终端的接收设备的结构示例的功能框图；图8是示出在根据本发明的第四实施例的无线电通信技术中当假设应分离大量 延迟概况时的问题的图示；图9是示出根据本发明的第二实施例的发射设备的结构示例的图示；图10是示出根据本发明的第二实施例的接收设备的结构示例的图示；图11是示出根据本发明的第二实施例的发射和接收处理的流程的图示；图12是示出常用OFDM调制电路的结构示例的功能框图；图13是示出常用OFDM解调电路的结构示例的功能框图；以及图14是示出非专利文献1中公开的发射设备的结构示例的功能框图。附图标记描述010前同步码A生成单元；011前同步码B生成单元；012，013相位旋转单元；014，015复用单元；016前向纠错编码单元；017S/P转换单元；018映射单元；019切换开关； 020，026IDFT单元；021，027P/S转换单元；022，028GI (保护间隔)插入单元；023，029D/A转 换单元；024，030无线电发射单元；025，031天线单元；040天线单元；041无线电接收单元； 042A/D转换单元；043同步单元；044GI去除单元；045S/P转换单元；046，052DFT单元；047 切换开关；048前同步码相乘单元；049IDFT单元；050延迟概况功率测量单元；051时间滤 波器；053信道响应补偿和解映射单元；054P/S转换单元；055前向纠错解码单元
具体实施例方式本发明的特征在于，使用可通过向用于多载波传输的每个子载波提供连续相位旋 转而对时域中的信号进行时移的特性，将技术应用于分离经由传播路径接收的从多个天线 同时发射的、随相应的天线而不同的多载波信号，以识别天线或基站。更具体地，本发明通 过固定具有相同连续前同步码的子载波之间的相位差，向所有子载波提供2m JI的相位旋 转(m为不小于1的整数)，以及针对每个天线对信号进行时移来实现上述的处理。已时移的前同步码的特征在于，可用于以与使用不同码相同的精确度来估计来自 使用相同码的天线的信道响应。因此可解决码的缺陷。此外，单个OFDM符号足以估计来自 多个天线的信道响应，因此避免了吞吐量的降低。接下来，将简要描述提供给每个子载波的相位旋转与信号的时移之间的关系。首先，将时域信号表示为s(t)，通过将s(t)转换为频域信号所获得的信号被表示 为S(f)。s(t)和S(f)组成傅立叶变换对并具有等式(6)中的关系等式4 s(t)<^S(f) - (6)等式5 s(t-T)<^S{fyj2^ ■■■(7)如等式(7)所示，给出了相邻子载波中的连续相位旋转(等式(7)的右侧)，由此 可对时域信号进行时移。因此，例如如果将这样的相位旋转应用于通过将所有子载波的振 幅和相位设为相等值所获得的信号(时域中的脉冲信号)，可以控制脉冲位置。接下来将描述使用作为一种多载波信号的OFDM信号的系统。这里这样的OFDM系 统使用64个子载波。这里根据本发明的实施例的无线电通信技术的数据包格式如图1所示。如上文所 述，图1所示的数据包包括前同步码A、前同步码B和数据。前同步码A用于OFDM符号同步 和频率同步，而前同步码B用于识别天线和估计信道响应。这两个前同步码均为预定的信号。接下来将详细描述本发明的实施例。在根据下列实施例的无线电通信技术中，对 数字信号执行傅里叶变换和傅立叶逆变换的方式主要使用离散傅里叶变换和离散傅立叶 逆变换，同时也可使用快速傅立叶变换和快速傅立叶逆变换。此外，当发射侧使用离散傅立 叶逆变换而接收侧使用快速傅立叶变换时，或者当发射侧使用快速傅立叶逆变换而接收侧 使用离散傅立叶变换时，可以通过提供相位旋转来识别天线或基站，通过考虑使用中的子 载波的数量和用于傅立叶变换的点的数量来调整该相位旋转。首先，将参照附图描述根据本发明的第一实施例的无线电通信技术。
根据本发明的第一实施例的无线电通信技术针对下行链路传输，其中发射(基 站)侧包括多个天线，并涉及用于执行发射天线选择分集的天线选择方式。根据本实施例， 多个天线同时发射OFDM信号，接收侧分离从相应的天线发射的信号，并估计哪个天线发射 了所接收的具有最高功率的信号。图2是示出根据本发明的第一实施例的无线电通信设备中基站的发射设备的结 构示例的图示。但是，图2中描述了其中发射设备包括两个发射天线的示例。如图2所示， 根据本实施例的基站的发射设备包括前同步码A生成单元010、前同步码B生成单元011、 相位旋转单元012和013、复用单元014和015、前向纠错编码单元016、S/P转换单元017、 映射单元018、切换开关019、IDFT (或IFFT)单元020和026、P/S转换单元021和027、 GI (保护间隔)插入单元022和028、D/A转换023和029、无线电发射单元024和030、以 及天线单元025和031。在图2所示的结构中，前同步码A生成单元010和前同步码B生成单元011分别 生成前同步码A和前同步码B (见图1中的数据包格式)。将前同步码A输出至复用单元 014和015，将前同步码B输出至相位旋转单元012和013。已经被输入了前同步码B的相 位旋转单元012和013向前同步码B的子载波提供连续相位旋转。在根据本实施例的基站 的发射设备中，相位旋转单元012不提供相位旋转，只有相位旋转单元013向前同步码B提 供相位旋转。通过这种方式，在从基站的发射设备所包括的两个天线发射的前同步码中，仅 向从一个天线发射的数据包中的第二个前同步码提供相位旋转，而不向另一前同步码提供 相位旋转。信息数据在前向纠错编码单元016中被编码，经过S/P转换单元017并在映射 单元018中基于调制方案被映射。同样地对于前同步码B，向以上述方式生成的信息信号提供相位旋转，并将其与用 于传输的前同步码时分复用。仅从通过在先前的数据包中反映发射天线选择结果而确定用 于获得高接收功率的天线发射信息信号。为此目的，终端向基站反馈发射天线选择结果。将 基站的接收设备032所接收的天线选择信息发射至切换开关019，切换开关019执行切换以 使仅从所选择的发射天线发射信息信号。但是，在通信起始处，从任一预定的天线发射信息 信号。在下面的描述中选择以天线单元025为例。如上文所述，选择用于发射信息信号的天线，切换开关019控制仅将信息信号输 入至相位旋转单元012，相位旋转单元012向该信息信号提供与向前同步码B提供的相位旋 转相类似的相位旋转(但是，如上文所述，在本实施例中相位旋转单元012中提供的相位旋 转量为零)。如上文所述，在复用单元014中将被提供了相位旋转的信息信号与前同步码时 分复用，然后在GI插入单元022和028中对每个OFDM符号添加保护间隔。此时，GI插入单 元022处理由前同步码A和B以及信息信号所组成的数据包，而GI插入单元028处理仅由 前同步码A和B所组成的数据包。在添加保护间隔后，天线单元025发射由前同步码A和B 以及信息信号所组成的数据包，同时天线单元031发射由前同步码A和B所组成的数据包， 其中通过提供给每个发射天线的D/A转换单元023和029以及无线电发射单元024和030 执行这两个发射。接下来将参照图3描述根据本实施例的终端的接收设备的结构示例。如图3所 示，根据本实施例的终端的接收设备包括天线单元040、无线电接收单元041、A/D转换单元 042、同步单元043、GI去除单元044、S/P转换单元045、DFT (或FFT)单元046和052、切
9换开关047、前同步码相乘单元048、IDFT (或IFFT)单元049、延迟概况功率测量单元050、 时间滤波器051、信道响应补偿和解映射单元053、P/S转换单元054和前向纠错解码单元 055。如上文所述，基站的发射设备从不同的天线同时发射包括前同步码A和B和信息 信号的数据包以及包括前同步码A和B的数据包。另一方面，在终端的接收设备中，通过单 个天线040经由不同的传播路径同时接收这些数据包。将如上文所述添加有经由不同传输路径的两个数据包的所接收信号经由无线电 接收单元041和A/D转换单元042输入至同步单元043。在同步单元043中，通过使用前同 步码A建立符号同步，因此在适当的时间执行后续的处理。然后，GI去除单元044去除在发射侧所添加的保护间隔，然后S/P转换单元045 将串行信号转换为并行信号并将结果输入至DFT单元046。然后，DFT单元046将所接收 的时域信号转换为频域信号并将结果传送至切换开关047。切换开关047控制开关以便将 前同步码B传送至前同步码相乘单元048并将信息信号发送至信道响应补偿和解映射单元 053。接下来，前同步码相乘单元048将通过对发射侧所使用的前同步码B的复共轭进行归 一化所获得的值与前同步码B的振幅平方以及所接收的前同步码B相乘。所接收的前同步 码B指示了添加有发射自两个发射天线并经由不同的传播路径到达的两个前同步码B的信 号。在IDFT单元049中将该乘法的结果转换为时域信号，以获得从基站的发射设备的天线 单元021和天线单元029发射信号的传播路径的延迟概况。这里所获得的延迟概况意味着 传播路径的冲激响应。图4示出了如上述的所获得的延迟概况的示例。图4(a)是示出了 当不将相位旋转应用于发射天线X和Y所发射的前同步码时在接收侧所获得的延迟概况的 图示。图4(b)是示出了当将相位旋转应用于发射天线Y所发射的前同步码时的延迟概况 的图示。为了简单起见，在图4中省略了发射设备和接收设备的详细结构。图4是示出了 其中的接收设备具有与图3相类似的结构而发射设备不包括如图4(a)中的相位旋转单元 或者不包括如图4(b)中的相位旋转单元的结构示例的图示。图4中的其它结构与图2中 所示的结构相类似。首先，如图4(a)所示，如果经由至接收设备的传输路径从图2中虚线部分所示基 站的发射设备的两个天线X和Y同时发射了由前同步码B生成单元011所生成的相同前同 步码，则在接收设备中，在IDFT(图3中的IDFT单元049)后所获得的延迟概况是添加有传 输路径的延迟概况的响应，通过该传输路径传输从这两个天线发射的信号。同样地，在这种 情况下，不能针对搜寻而分离从两个天线X和Y所发射的信号所经过的传播路径的延迟概 况。也就是说，如同从延迟概况和时间的关系可看到的，在接收侧，作为组合来观察以实线 示出的从天线X发射的信号的延迟概况和以虚线示出的从天线Y发射的信号的延迟概况， 因此不能将它们分离。另一方面，如图4(b)所示，如果向前同步码B生成单元011的子载波提供相位旋 转(但是，这里相位旋转单元012和013中，单元012中的相位旋转量为零)，则根据等式 (7)所示的原理对从天线X发射的信号和从天线Y发射的信号应用不同的时移。因此，在接 收侧，作为在接收侧时间上分离的两个延迟概况，来观察实线所示的从天线X发射的信号 的延迟概况和虚线所示的从天线Y发射的信号的延迟概况。通过这种方式，预先向从发射 侧的两个天线发射的信号提供不同的相位旋转，并且接收侧执行适当的时间滤波(时间滤
10波以基于在发射侧所提供的相位旋转量确定开始滤波的时间或采样点)，因此如同可看到 的，可易于分离在接收侧所观察到的延迟概况。如上文所述，使用根据本实施例的无线电通信技术，将分离的延迟概况输入至图3 所示的延迟概况功率测量单元050，并选择所观察的具有第一路径电波高功率的发射天线。 为此目的，在延迟概况功率测量单元050中，将选择所观察的具有第一路径电波高功率的 发射天线的选择天线信息输入至发射设备056并反馈至基站。在下一个下行链路传输中将 反映选择结果。这里术语“第一路径电波”用于以下含义。也就是说，通常在无线电通信系统中， 电波经由不同路由到达接收机，因此不同的路由长度导致电波到达的时间差。在这样的多 路径环境中，词语“路径”一般表示在某个时间到达的电波(多个电波的复合电波)，而“第 一路径电波”意味着最先到达的电波。将在IDFT单元049中所获得的延迟概况输入至时间滤波器051，并从该概况中去 除不必要的部分。仅从发射侧的天线之一(例如天线单元021)发射前同步码B之后的信息 信号。因此，为了补偿信息信号的信道响应，仅需要获得发射该信息信号的天线与接收天线 之间的信道响应。基于此，时间滤波器051 (图2)被设置为仅通过从与信息信号相同的天线 发射的前同步码B所获得的延迟概况，如上文所述，基于在发射侧所提供的相位旋转量(时 移量)确定开始滤波的时间或采样点。在本实施例中，由于已经选择天线单元025，在发射 侧所提供的相位旋转量为零，开始滤波的参考采样点也是零。相反地，当选择天线单元031 时从接近所应用的时移的参考采样点开始滤波，而在参考采样点前将零插入采样。将时间 滤波器051的输出输入至DFT单元052，获得解调信息信号所需要的信道响应的估计值。接 下来，将所获得的信道响应的估计值和所接收的信息信号输入至信道响应补偿和解映射单 元053，信道响应补偿和解映射单元053补偿信道响应并解映射所接收的信道信号。然后， 该信号通过P/S转换单元054至执行解码的前向纠错解码单元055，再现信息数据。使用上述的发射设备和接收设备，可以分离作为OFDM信号同时从不同天线发射 并经由不同传播路径到达的所接收的信号的延迟概况，单个符号足以精确地估计信道响应 和在执行发射分集时选择发射天线。但是，使用根据本实施例的无线电通信技术，选择具有 所测量为高的延迟概况的第一路径电波功率的发射天线；取代地，还可以使用计算所有路 径的功率的总和，以选择具有最高总和总数值的发射天线的结构。接下来，将参照附图描述根据本发明的第二实施例的无线电通信技术。使用上文 所述的根据本发明的第一实施例的无线电通信技术，向多载波传输所使用的子载波提供 连续相位旋转，因此使得能够对时域信号进行时移。使用该特征，该技术用于分离从多个 天线同时发射并经由随相应天线而不同的传播路径所接收的多载波信号。相关技术包括 MIM0(多输入多输出)系统，作为不仅在发射侧还在接收侧使用多个天线的系统。根据本发 明的第二实施例的无线电通信技术针对MIM0系统并特别涉及一种MIM0传输中所使用的基 于信道响应的状态来确定发射天线的数量的方法。首先，在图9中示出了根据本发明的第二实施例的发射设备的结构示例。图9是示 出包括三个发射天线的发射设备的结构示例的图示。如图9所示，根据本实施例的发射设 备包括前同步码A生成单元200，前同步码B生成单元201，相位旋转单元202、203和204，数 据调制单元208，切换开关209，IDFT单元210,216和222, P/S转换单元211,217和223, GI插入单元212、218和224，D/A转换单元213、219和225，无线电发射单元214、220和226， 以及天线单元215、221和227。如图9所示，根据本实施例的发射设备被配置为进行选择， 以便基于两个前同步码生成单元200和201执行信号处理以及从前同步码生成单元200和 201直接地或经由相位旋转单元输出信号。下面将描述图9所示的发射设备中的基本数据发射处理的示例。首先，为了在生 成要发射的信息数据时开始发射处理，通过多个天线生成用作信息数据的不同的流，然后， 数据调制单元208对每个数据流执行前向纠错编码或调制。在用于发射随天线而不同的数 据流的MIM0传输中，例如如果使用所有的三个天线，可以获得与使用单个天线相比三倍的 传输容量。在数据调制单元208中的调制之后，切换开关209将每个流分配给该流所发射 至的天线的类型。然后该类型的相位旋转单元202、203和204向每个流提供与向前同步码 B所提供的旋转量(相位旋转量随天线类型而不同)相等的相位旋转，复用单元205、206和 207对具有前同步码A和前同步码B的流进行时分复用。然后，GI插入单元将保护间隔添 加至经历了 IDFT和P/S转换的信号。在对信号进一步执行D/A转换并且无线电发射单元 对信号执行频率转换到射频后，天线单元发射相应的信号流。图10是示出根据本实施例的无线电通信技术中使用的接收设备的结构示例的图 示。但是，图10是示出包括三个接收天线的示例的图示。如图10所示，根据本实施例的接 收设备包括天线单元250、260和270，无线电接收单元251、261和271，A/D转换单元252、 262和272，同步单元253,263和273，GI去除单元254,264和274，S/P转换单元255,265 和275，DFT单元256,266和276，切换开关257,267和277，前同步码相乘单元258,268和 278，IDFT单元259、269和279，最大延迟时间测量单元280和解调单元281。下面将描述如图10所示的发射设备中的解调过程的示例。图10中示出的天线单 元250、260和270接收经由传播路径从发射设备所包括的多个天线发射的接收信号。例如， 当发射设备中的三个天线发射不同的信息信号流时，图10中示出的天线单元250接收其中 混合了经过不同传播路径的三个信息信号流的信号。类似地，天线单元260和270还接收 其中混合了经过不同传播路径的三个信息信号流的信号。对于这样的接收信号，无线电接 收单元251、261和271执行频率转换至可以进行A/D转换的频带中，A/D转换单元252、262 和272执行A/D转换，然后同步单元253、263和273建立OFDM符号同步。使用前同步码A 来执行同步单元253、263和273中的同步过程。然后，GI去除单元254、264和274去除保 护间隔，S/P转换单元255、265和275执行S/P转换，然后DFT单元256、266和276将所接 收的时域信号转换到频域信号。然后，切换开关257、267和277控制将前同步码B发射至 前同步码相乘单元258、268和278，并控制将所接收的信号发射至解调单元281。前同步码相乘单元258、268和278将通过对发射侧所使用的前同步码B的复共轭 进行归一化所获得的值与前同步码B的振幅平方和所接收的前同步码B相乘。当将该乘法 的结果输入至相应IDFT单元259、269和279时，如同关于本实施例所述，以对于每个发射 天线分离的状态，获得从发射天线发射的信号所经过的传播路径的延迟概况。这是因为发 射侧向前同步码提供随天线而不同的相位旋转，因此时间信号对于每个天线时移，用于等 式(7)中的关系。以这种方式，对每个信息信号流，可以根据对每个发射天线分离的延迟概 况来补偿信道响应。这使得能够通过实现将IDFT单元259、269和279的输出和接收天线 所接收的信息信号输入至解调单元281的结构，来在解调单元281中解调信息数据。
图11是示出包括上述结构的MIM0系统的发射/接收设备中基于信道响应的状态 改变用于发射信息信号流的天线数量的控制流的流程图。首先将描述发射侧的控制流。如 图11所示(a ；图的左侧)，根据本实施例的发射设备首先在发射数据包之前将相位旋转单 元中提供的相位旋转量设为零(没有相位旋转)，并从单个天线发射包括前同步码A和B的 信号(步骤001至002)。然后，如步骤003所示，接收设备接收从接收侧反馈的发射天线的数量信息。然 后，基于在步骤003接收的发射天线的数量信息，将向前同步码B和从天线发射的信息信号 提供的相位旋转量设为随天线而不同的值(步骤004)，使用在发射天线的数量信息中所通 知数量的天线发射数据包。但是，如上文所述，发射随天线而不同的信息信号流。接下来，将描述接收侧的控制流处理。如图11(b)所示，根据本实施例的接收设 备使用例如三个接收天线，仅接收包括从发射侧发射的前同步码A和前同步码B的信号 (步骤010)，执行与前述的解调过程相类似的处理，并且每个IDFT单元259、269和279计 算延迟概况(步骤011)。接下来，将所计算的延迟概况发射至图10所示的最大延迟时间 测量单元280，并计算所有延迟概况中具有最长延迟时间(最后到达)的路径的延迟时间 t max(步骤012)。然后如步骤013和015所示，确定t max如何占用保护间隔的长度。在步骤013，将Tmax与GI长度*1/3相比较。如果确定t max较小(是)，处理进 入步骤014。如果确定t max较大(否)，处理进入步骤015。如果在步骤013确定t max 较小，如下设置向从三个发射天线发射的前同步码B提供的相位旋转量例如，相位旋转单 元202将该量设为0，相位旋转单元203将该量设为时移为GI长度*1/3的相位旋转量，相 位旋转单元204将该量设为时移量为GI长度*2/3的相位旋转量。通过该设置，可以在接 收侧分离延迟概况而不互相干扰。因此，在该处理中，如步骤014所示将发射天线的数量信 息设为3。否则，如果在步骤013确定t max较大，则在发射中使用三个天线导致在接收侧的 延迟概况间的干扰(见图8 (b))，不能正确地估计信道响应。也就是说，由于其互相干扰，不 能分离从基站的不同天线发射的延迟概况。因此，在这种情况下，不执行使用三个天线的发 射，但是处理进入步骤015以将t max与GI长度*1/2相比较。如果在步骤015确定t max小于GI长度*1/2 (是)，如下设置向从两个发射天线 发射的前同步码B提供的相位旋转量例如，相位旋转单元202将该量设为0，相位旋转单 元203将该量设为时移为GI长度*1/2的相位旋转量。通过该设置，可以在接收侧分离延 迟概况而不互相干扰。因此，在该处理中，如步骤016所示将发射天线的数量信息设为2。 否则，如果在步骤015确定t max大于GI长度*1/2 (否)，则在发射中使用两个天线导致在 接收侧的延迟概况间的干扰(见图8(b))，而不能正确地估计信道响应。因此，在这种情况 下，不执行使用三个天线的发射，但是处理进入步骤017以将发射天线的数量信息设为1。通过上述处理，获得将反馈至发射侧的发射天线的数量信息。如步骤018所示，这 使得能够使用接收机的发射设备282 (图10)向发射侧反馈发射天线的数量信息。基于发 射天线的数量信息，发射侧生成与发射天线的数量信息相同数量的信息信号流并发射数据 包(步骤003至005)，使得接收侧能够接收和解调数据包(步骤019)。如上所述，根据本实施例的无线电通信技术能够分离延迟概况。因此，即使在延迟 波到达接收设备的延迟时间变化很大的环境中，也能够选择适当数量的发射天线并高精确度地估计信道响应。也就是说，该技术具有能实现稳定的MIM0传输的优点。接下来将参照 附图描述根据本发明的第三实施例的无线电通信技术。如上文所述，在本发明的第一和第二实施例的描述中，示出了将本发明应用于其 中的发射设备包括多个天线的结构的示例。但是，即使多个发射设备的每个使用单个天线， 也向发射设备提供不同的相位旋转，以使得能够同样地分离和获得从不同的发射设备发射 的信号的延迟概况。根据本发明的第三实施例的无线电通信技术是使用识别基站的所述结构。首先，在图5中示出了用于根据本实施例的无线电通信技术的小区布置的示例。 如图5所示，这里将描述当终端V位于被三个基站S、T和U覆盖的小区的边界时的基站识 别技术。但是，将所有的基站互相同步，并且这里在所有小区中使用同样的频率。图6是示出根据本发明的本实施例的基站的发射设备的结构示例的图示。如图6 所示，根据本实施例的基站的发射设备包括前同步码A生成单元100、前同步码B生成单元 101、相位旋转单元102、复用单元103、前向纠错编码单元104、S/P转换单元105、映射单元 106、IDFT单元107、P/S转换单元108、GI插入单元109、D/A转换单元110、无线电发射单 元111和天线单元112。当发射天线的数量为1时该结构示例与第一实施例相同。本实施 例中所有的基站S、T和U具有同样的结构。如图6所示，根据本实施例的基站设备的前同步码A生成单元100和前同步码B 生成单元101分别生成前同步码A和前同步码B。将前同步码A传送至复用单元103，将前 同步码B传送至相位旋转单元102。相位旋转单元102对前同步码B的子载波提供连续相 位旋转，这里将所提供的相位旋转的量设为随基站而不同的值。也就是说，例如，基站S将 相位旋转的量设为0，而基站T将相位旋转的量设为2m JI，基站U将该值设为2n JI，其中m 和n为大于1并满足m兴n的整数。如上所述将相位旋转的量设为随基站而不同，使得终 端能够分离从基站到达的信号的延迟概况并感测要连接到的候选基站。在前向纠错编码单元104中将下行链路上的信息数据转换为已编码的数据，并经 过S/P转换单元105至基于调制方案映射已编码的数据的映射单元106。但是，上述信息 数据并非用于终端V的数据，而是向所有小区广播的控制信息或者用于以及连接到基站的 小区的信息。在相位旋转单元102中向以这种方式生成的信息数据提供与前同步码B相同 的相位旋转，然后在复用单元103中将其与前同步码时分复用，并将其经由IDFT单元107、 P/S转换单元108、GI插入单元109、D/A转换单元110和无线电发射单元111从天线单元 112发射。接下来，将描述应用于根据本实施例的无线电通信技术的终端的接收设备的结构 示例。图7是示出根据本发明的本实施例的终端的接收设备的结构示例的功能框图。如图 7所示，根据本实施例的终端的接收设备包括天线单元150、无线电接收单元151、A/D转换 单元152、同步单元153、GI插入单元154、S/P转换单元155、DFT (或FFT)单元156、切换 开关157、前同步码相乘单元158、IDFT (或IFFT)单元159、延迟概况功率测量单元160和 解调单元161。图7中所示的终端的接收设备包括与图3所示的根据第一实施例的终端的 接收设备几乎相同的结构。首先，天线单元150同时接收从基站S、T和U发射的信号。对 于所接收的其中混合了从基站发射信号的信号，经过无线电接收单元151和A/D转换单元 152在同步单元153中建立同步。
同步单元153使用前同步码A建立同步。由于前同步码A是用于所有基站的公共 信号，即使混合了从基站发射的信号，也能够建立同步。在建立同步后，在GI去除单元154 中去除所接收的信号(前同步码B和信息数据)的保护间隔，所接收的信号经过S/P转换 单元155至DFT单元156，DFT单元156将所接收的信号从时域信号转换为频域信号。接下来，切换开关157将所接收的前同步码B传送至前同步码相乘单元158，并将 所接收的信号传送至解调单元161。前同步码相乘单元158将对发射侧所使用的前同步码 B的复共轭进行归一化所得到的值与前同步码B的振幅平方以及所接收的前同步码B相乘。 在IDFT单元159中将该乘法的结果转换为时域信号，获得从基站S、T和U发射的信号所经 过的传播路径的暂时分离的延迟概况。通过在基站S、T和U中在频域中将不同的相位旋转 应用于前同步码B来对用于等式(7)中的关系的时域信号进行时移以实现该分离。通过以 这种方式将相位旋转应用于暂时分离的前同步码，能够获得延迟概况而不受到其它小区的 干扰。如上文所述，通过测量按每个基站分离的延迟概况，能够感测将作为连接目的地 的候选的基站。此外，将按每个基站分离的延迟概况传送至延迟概况功率测量单元160和 解调单元161。延迟概况功率测量单元160测量和比较每个延迟概况的第一路径电波的功 率，并确定哪个基站发射了所接收的包括最高功率的信号。结果，能够尝试连接到发射了所 接收的确定为包括最高功率的信号的基站，导致了从终端162的发射设备到基站的信号传 输。另一方面，解调单元161使用按每个基站而分离的延迟概况和诸如控制信息的解调信 息数据补偿信道响应。使用上述结构，根据本实施例的无线电通信系统能够识别将作为连接目的地候选 的基站，而不受来自其中相邻小区使用同样频率的OFDM蜂窝通信系统中的其它小区的干 扰的影响。此外，通过测量已分离延迟概况的功率，系统能够精确地确定要连接的基站。尽 管在本实施例中选择所测量的具有延迟概况的第一路径电波高功率的基站作为连接目标， 可以计算所有路径的功率的总和以选择具有最高总和总数值的基站。同样地如上文所述，通过同时发射被提供了随基站而不同的相位旋转的前同步 码，能够获得从基站发射的信号的分离的延迟概况。基于此，如果连接到基站的终端位于小 区边缘周围，可能处理以计算来自相邻小区中的基站的信号的延迟概况并感测将作为切换 目标的候选的基站。在这种情况下，从除了已连接基站的延迟概况之外的延迟概况中，选择 已经发射了信号以获得具有最高功率的延迟概况的基站，作为切换目的地的基站。此外，在根据本实施例的无线电通信系统中，多个相邻的基站装置同时向某个终 端发射数据，实现位置分集(软合并接收)的平稳性能。这使得位于小区边界周围的终端 的接收特性得到提高。接下来将参照附图描述根据本发明的第四实施例的无线电通信技术。在本发明的 第三实施例中，蜂窝通信系统中的基站发射被提供了不同相位旋转的前同步码，而接收侧 能分离和测量从基站发射的信号所经过的传播路径的延迟概况。第三实施例的特征在于使 用该方案，以基于所分离和测量的延迟概况来选择所连接的目的地基站。为了将该特征应 用于其中每个基站包括多个天线的系统，即，其中每个基站使用例如第一实施例中所示的 发射天线选择性分集的系统，需要同时执行对基站的识别和对提供给基站的多个天线的识 别和选择。在这种情况下，要分离的延迟概况的数量等于(基站数量)X (每个基站中的天
15线数量)，也就是说是非常大的数量。如上所述，当要分离的延迟概况的数量较大时，出现了 下面的问题。将参照图8描述该问题。如图8(a)所示，基站K、L和M设置于三个小区中。基站K、L和M的每个包括天线 1和天线2。为了在终端J位于三个小区中的边界附近的情况下应用前述的第一实施例和 第三实施例，向前同步码B提供随基站的发射天线而不同的相位旋转，并且终端分离从基 站的发射天线发射的信号所经过的传播路径的延迟概况。如果在上述情况下要分离的概况 和延迟波很多，则应用于每个天线的时移量的差减小。同样地，如图8(b)所示，被分离后的 延迟概况可互相干扰。在图8(b)所示的示例中，从基站K的天线1发射的信号的延迟概况 中的最后路径干扰了从基站L的天线1发射的信号的延迟概况中的第一路径，而其它路径 导致如图8(b)所示的干扰。如果相邻的延迟概况如上述互相干扰，则对基站的识别和对天 线的选择导致了主要误差。这意味着如果要分离的延迟概况的数量非常大，则难以使用根 据第一实施例和第三实施例的分离延迟概况的方法来分离。尽管在用于描述的附图中相邻 概况呈现为在时间轴上互相略微重叠，它们实际上完全重叠并且是组合而成的。根据本发明的第四实施例的无线电通信技术的特征在于，除了针对上述问题通过 向子载波提供连续相位旋转来对时域信号进行时移的方式之外，还将使用不同的前同步码 模式分离延迟概况的方法应用于识别基站和选择天线。在根据本实施例的其中每个基站包括多个天线的蜂窝通信系统中，当终端分离从 基站的天线发射的信号的延迟概况时，基于专用于基站的前同步码模式来分离基站的延迟 概况。首先使用与第三实施例相同的时移(相位旋转量)来分离基站中的天线的延迟概况。 在这种情况下，以与图2所示的结构相同的结构实现基站的发射设备。但是，在本实施例 中，对于前同步码B必须使用对于基站特定的模式。此外，需要将相位旋转单元012和013 中的相位旋转量设为随天线而不同的值。但是，可将相位旋转量设为基站中的公共值。可以图7所示的结构实现根据本实施例的终端的接收设备。但是，在本实施例中， 前同步码相乘单元158保留用于每个基站的前同步码模式(在图8所示的情况下用于基站 K、L和M的每个的前同步码模式)。将所接收的混合了从基站发射信号的信号与每个前同 步码模式相乘，以分离每个基站的延迟概况。假设在基站K、L和M中使用的前同步码模式 之间没有相关性，当将所接收的信号与基站K中使用的前同步码模式相乘时，从基站L和M 发射的信号的延迟概况为噪声波形，并且从IDFT单元159仅获得从基站K的两个天线发射 的信号所经过的传播路径的延迟概况。类似地，当将所接收的信号与基站L中使用的前同步码模式相乘时，仅获得从基 站L的两个天线发射的信号所经过的传播路径的延迟概况，而当所接收的信号与基站M中 使用的前同步码模式相乘时，仅获得从基站M的两个天线发射的信号所经过的传播路径的 延迟概况。以这种方式，不仅可通过向发射侧的前同步码的每个子载波提供连续相位旋转 并时移波形来分离延迟概况，还可使用不同的前同步码模式来分离延迟概况。这使得能够 高精确度地测量延迟概况，也就是说，即使在有非常多的要分离的延迟概况时(例如当基 站包括多个天线时)，也能够识别基站或选择天线。此外，与本实施例相反，还可使用通过使用随天线而不同的前同步码模式和将随 基站而不同的时移应用于前同步码来分离延迟概况以分离基站的延迟概况的方法。工业应用性
本发明可应用于无线电通信系统。
权利要求
一种控制站设备，包括OFDM发射设备，所述OFDM发射设备处于小区中并且发射包括N个子载波的OFDM信号，N是不小于2且满足2n-1＜N≤2n的整数，其中n是不小于1的整数，该控制站设备包括分配装置，用于向每个子载波分配码长度为N的序列，作为对信道响应进行估计的符号；以及相位旋转装置，用于向已由所述分配装置分配了上述序列的每个子载波提供相位旋转，其中使旋转量针对每个控制站而变化，而子载波之间的相位差是固定的。
2.如权利要求1所述的控制站设备，其中如果将所述子载波之间的固定相位差表示为 6 m, 0 m是从多个所准备的候选中针对每个控制站而选择的旋转量，m是表示控制站编号 的整数，则0m满足0mXN = 2πXLm或者0mX2n = 2 π XLm，Lm是整数。
3.一种移动站的接收设备，用于处理从根据权利要求1或2所述的控制站设备发射的 OFDM信号，该接收设备包括对所接收到的符号执行傅立叶变换以估计信道响应的装置；码相乘单元，用于将经过傅立叶变换的每个子载波与在发射时用作估计信道响应的符 号的序列的复共轭相乘；对从所述码相乘单元输出的信号执行傅立叶逆变换并计算来自每个控制站的天线的 延迟概况的装置；以及第一选择装置，用于基于所计算出的延迟概况，选择要连接的控制站。
4.如权利要求3所述的接收设备，还包括时间滤波装置，用于基于所计算出的延迟概况，仅对要连接的控制站的延迟概况进行 时间滤波；以及对已进行了时间滤波的信号执行傅立叶变换并估计信道响应的装置。
5.如权利要求3所述的接收设备，还包括第二选择装置，用于基于所计算出的延迟概况，选择要作为切换目的地的控制站。
6.一种通信系统，包括多个发射设备；和配置用于接收从所述多个发射设备发射的 信号的接收设备，所述通信系统配置为利用采用了多个子载波的传输方案进行通信，其中所述发射设备向每个子载波分配用于估计信道响应的序列，其中针对每个发射设备， 已经对所述序列施加了不同的相位旋转量，使得相邻子载波之间的相位差是固定的，以及 所述发射设备发射已分配了所述序列的子载波，以及所述接收设备接收从所述发射设备发射的信号。
7.如权利要求6所述的通信系统，其中所述发射设备在与其他发射设备相同的定时、 采用与其他发射设备共用的子载波，发射用于估计信道响应的序列。
8.如权利要求6或7所述的通信系统，其中所述接收设备基于所接收到的用于估计信 道响应的序列，估计来自每个发射设备的信道响应。
9.如权利要求8所述的通信系统，其中所述接收设备根据所接收到的用于估计信道响应的序列，计算延迟概况，以及所述接收设备通过对所述延迟概况进行时间滤波，来估计信道响应。
10.一种通信系统的发射设备，所述通信系统包括多个发射设备；和配置用于接收从 所述多个发射设备发射的信号的接收设备，所述通信系统配置为利用采用了多个子载波的传输方案进行通信，其中所述发射设备向每个子载波分配用于估计信道响应的序列，其中针对每个发射设备， 已经对所述序列施加了不同的相位旋转量，使得相邻子载波之间的相位差是固定的，以及 所述发射设备发射已分配了所述序列的子载波。
11.如权利要求10所述的发射设备，其中所述发射设备在与其他发射设备相同的定 时、采用与其他发射设备共用的子载波，发射用于估计信道响应的序列。
12.一种通信系统的发射设备的发射控制方法，所述通信系统包括多个发射设备；和 配置用于接收从所述多个发射设备发射的信号的接收设备，所述通信系统配置为利用采用 了多个子载波的传输方案进行通信，所述发射控制方法包括向每个子载波分配用于估计信道响应的序列，其中针对每个发射设备，已经对所述序 列施加了不同的相位旋转量，使得相邻子载波之间的相位差是固定的，以及发射已分配了 所述序列的子载波。
13.如权利要求12所述的发射控制方法，其中在与其他发射设备相同的定时、采用与 其他发射设备共用的子载波，发射用于估计信道响应的序列。
14.一种通信系统的接收设备，包括多个发射设备；和配置用于接收从所述多个发射 设备发射的信号的所述接收设备，所述通信系统配置为利用采用了多个子载波的传输方案 进行通信，其中所述接收设备接收从所述多个发射设备中的每一个发射设备发射的用于估计信道响 应的序列，其中已经通过针对每个发射设备，对每个子载波施加不同的相位旋转量，从而使 得相邻子载波之间的相位差是固定的，将所述序列分配给了每个子载波，以及所述接收设备基于所接收到的用于估计信道响应的序列，估计来自每个发射设备的信 道响应。
15.如权利要求14所述的接收设备，其中所述接收设备根据所接收到的用于估计信道响应的序列，计算延迟概况，以及所述接收设备通过对所述延迟概况进行时间滤波，来估计信道响应。
全文摘要
公开了在接收来自多个天线的信号时提高对信道响应的估计的精确性。基站的发射设备包括前同步码A生成单元、前同步码B生成单元、相位旋转单元、复用单元、前向纠错编码单元、S/P转换单元、映射单元、切换开关、IDFT(或IFFT)单元、P/S转换单元、GI(保护间隔)插入单元、D/A转换单元、无线电发射单元以及天线单元。在前同步码A生成单元和前同步码B生成单元中，分别生成前同步码A和B。将前同步码A输出至复用单元，将前同步码B输出至相位旋转单元。已经输入了前同步码B的相位旋转单元向前同步码B的子载波提供连续相位旋转。在基站的发射设备中，相位旋转单元不向前同步码B提供相位旋转，仅相位旋转单元向前同步码B提供相位旋转。
文档编号H04L27/26GK101860513SQ201010183279
公开日2010年10月13日 申请日期2006年1月16日 优先权日2005年1月17日
发明者三瓶政一, 原田博司, 森山雅文, 浜口泰弘, 藤晋平, 难波秀夫 申请人:夏普株式会社;国立大学法人大阪大学;独立行政法人情报通信研究机构