组合优化自适应频域盲均衡方法及系统的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种组合优化自适应频域盲均衡方法和实现该方法的系统，通过对两个不同类型频域均衡器的组合，无需选择误差门限即可实现两种工作模式的自动切换：工作于频域盲均衡模式时，在均衡起始阶段或信道突变时，消除码间干扰；当频域盲均衡模式获得足够低的稳态均方误差时，切换到频域判决引导模式。本发明将这两个均衡器的输出通过组合参数得到组合输出，由组合输出定义整个组合优化自适应频域盲均衡系统的时域代价函数以调整组合参数；由组合输出的判决输出调整频域自适应均衡器的均衡性能。与单个频域多模盲均衡器和单个频域自适应均衡器相比，本发明方法具有良好的实时跟踪性能，收敛速度快、稳态误差低，计算复杂度也有大幅下降。
【专利说明】组合优化自适应频域盲均衡方法及系统
【技术领域】
[0001]本发明属于数字通信【技术领域】，尤其是涉及一种改进的盲均衡方法及实现该方法的系统。
【背景技术】
[0002]在数字通信领域中，时域自适应均衡器被广泛应用以抑制码间干扰。为了避免引导序列的传输以及更加有效地使用带宽，可以采用时域常模盲均衡方法CMA，这类时域盲均衡方法在到达一个足够低的误差时需通过稳态误差门限硬切换到判决引导(DD)模式，但CMA不能纠正信道畸变引起的信号相位旋转问题，因此时域多模盲均衡方法MMA得到发展。与时域CMA相比，时域多模盲均衡方法MMA有很多优势，但对非常模高阶QAM信号进行均衡时仍有较大的稳态均方误差，而且计算复杂度高。
[0003]以一个简化的盲均衡系统为例，如图1所示，图1中，a(n)为发射信号，是独立同分布的；h(n)是有限脉冲响应信道;w(n)是信道的加性高斯白噪声，f(n)是时域均衡器权向量，y(n)是均衡器输出时域信号；?(?-Δ:|是判决装置的判决输出，为发射信号a(n)的估计；n, Δ均为时间序列。各量的关系如下:
[0004]y (n) =fT (n) u (n) =yEe (η) + j yIm (η) (I)
[0005]u (η) =χ (η) +w (η) =h (η) a (η) +w (η) (2)
[0006]h (η) =hEe (η) + jhIm (η)⑶
[0007]u (η) =uEe (η) + juIm (η) (4)
[0008]w(n)=wEe (n)+jwIm (η) (5)
[0009]a (η) =aEe (η) + jaIm (η) (6)
[0010]式中，下标Re与Im分别表示实部与虚部，上标T表示转置操作，= P为虚数
单位；hKf；(n)与hIm(n)分别为h(n)的实部与虚部；uKe(n)与uIm(n)分别为u(n)的实部与虚部；wKf；(n)与wIm(η)分别为w(n)的实部与虚部；aKf；(n)与aIm(n)分别为a(n)的实部与虚部，Ylte (η)与yIm(n)分别为y(n)的实部与虚部，。时域均衡器权向量f (η)无论是采用常模盲均衡方法CMA或多模盲均衡方法MMA进行更新，都存在收敛速度慢、稳态均方误差大的缺陷，也不能有效均衡非常模高阶QAM信号，同时计算复杂度高。
[0011]如果要获得时域多模盲均衡方法MMA更好性能，必需通过选择稳态均方误差门限值硬切换到DD模式，然而，在实际中，要想选择一个合适的均方误差门限实现盲均衡模式与DD模式间的硬切换是很难的。因为均方误差门限依赖于很多因素，如信号星座、信道、或信噪比等。当均方误差门限值不合适时，则会影响整个盲均衡系统的性能:若均方误差门限值过大，会导致均衡过程局部收敛甚至发散；若均方误差门限值过小，会导致均衡过程中硬切换时间过长甚至无法切换。为了克服时域盲均衡模式与DD模式间的硬切换需要选择均方误差门限的缺陷，研究人员给出了一些软切换方法，但这些方法仍无法获得更好的盲均衡性能，且计算复杂度高。
【发明内容】
[0012]为解决上述问题，本发明公开了一种组合优化自适应频域盲均衡方法，通过两个不同类型的频域均衡器——频域多模盲均衡器和频域自适应均衡器相组合，实现了明显的性能提升。
[0013]为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案:
[0014]一种组合优化自适应频域盲均衡方法，包括如下步骤:
[0015]步骤A，发射信号a(n)经过信道h(n)得到信道输出信号x(n):x (n) =hT (n) a (η)；其中a(n)为发射信号，是独立同分布的；h(n)是有限脉冲响应信道；n为时间序列；T表示
转置；
[0016]步骤B，由信道噪声信号w(n)与步骤A所述的信道输出信号x(n)得到频域均衡器时域输入信号u(n):u(n) =x(n)+w(n) ；w(n)是信道的加性高斯白噪声；
[0017]步骤C，对步骤B所述时域输入信号u (η)作L点快速傅里叶变换FFT得到均衡器输入频域信号U(N)，N表示具有L点数据的块数，L为正整数，下同；
[0018]步骤D，步骤C所述的均衡器输入频域信号U(N)经频域多模盲均衡器得到其输出频域信号Y1 (N) =Y1 (N) =F1 (N) U (N)，其中，F1 (N)为频域多模盲均衡器的频域权向量；U (N)经频域自适应均衡器得到输出频域信号Y2 (N) =Y2(N) =F2 (N) U (N)，其中，F2 (N)为频域自适应均衡器的频域权向量；
[0019]步骤Ε，对步骤D所述的频域多模盲均衡器输出频域信号Y1 (N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得到频域多模盲均衡器的输出时域信号yi(n):yi (n) =IFFT [Y1 (N)]，对所述频域自适应均衡器输出频域信号Y2(N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得频域自适应均衡器的输出时域信号72(11):y2 (n) =IFFT [Y2 (N)]；
[0020]步骤F，步骤E所述的频域多模盲均衡器输出时域信号yi (η)和频域自适应均衡器输出时域信号72 (η)，通过组合参数λ (η)组合得到组合输出时域信号y (n): y (η) = λ (η)Yi (η)+ [1-λ (η) ] y2 (η),其中,0 ^ λ (η) ^ I ；
[0021]步骤G，步骤F所述的组合输出时域信号y (η)经判决装置得到判决输出时域信号5(?-Δ)?其中Λ为延时序列；
[0022]其中，频域多模盲均衡器的频域权向量F1(N)通过下式进行更新:
[0023]F1 (N+1) =F1 (N) + μ (N) U* (N)；
[0024]式中，U1为迭代步长，是固定常数矿(N)为U(N)的共轭；
【权利要求】
1.一种组合优化自适应频域盲均衡方法，其特征在于，包括如下步骤: 步骤A，发射信号a(n)经过信道h(n)得到信道输出信号x(n):x (n) =hT (n) a (η);其中a (η)为发射信号，是独立同分布的；h(n)是有限脉冲响应信道；n为时间序列；T表示转置；步骤B，由信道噪声信号w(n)与步骤A所述的信道输出信号x(n)得到频域均衡器时域输入信号u (n):u (η) =x (n) +w (η) ；w(n)是信道的加性高斯白噪声； 步骤C，对步骤B所述时域输入信号u (η)作L点快速傅里叶变换FFT得到均衡器输入频域信号U(N)，N表示具有L点数据的块数，L为正整数； 步骤D，步骤C所述的均衡器输入频域信号U(N)经频域多模盲均衡器得到其输出频域信号Y1 (N) =Y1 (N) =F1 (N) U (N)，其中，F1 (N)为频域多模盲均衡器的频域权向量；U (N)经频域自适应均衡器得到输出频域信号Y2 (N) =Y2(N) =F2 (N) U (N)，其中，F2 (N)为频域自适应均衡器的频域权向量； 步骤Ε，对步骤D所述的频域多模盲均衡器输出频域信号Y1 (N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得到频域多模盲均衡器输出时域信号yi(n):yi (n) =IFFT [Y1 (N)]，对所述频域自适应均衡器输出频域信号Y2 (N)作L点逆快速傅里叶变换IFFT得频域自适应均衡器的输出时域信号 y2(n):y2 (n) =IFFT [Y2 (N)]； 步骤F，步骤E所述的频域多模盲均衡器输出时域信号yi (η)和频域自适应均衡器输出时域信号y2 (η)，通过组合参数λ (η)组合得到组合输出时域信号y(n):y(n) = X (η)Υι(η) + [1-λ (η) ]y2 (η),其中,O ≤ λ (η)≤ I ; 步骤G，步骤F所述的组合输出时域信号y (η)经判决装置得到判决输出时域信号?(?-Δ)，其中Λ为延时序列； 其中，频域多模盲均衡器的频域权向量F1(N)通过下式进行更新:
F1 (N+l)=?! (^ + U1C1 (N) U* (N)； 式中，U1为迭代步长，是固定常数；U* (N)为U(N)的共轭
2.根据权利要求1所述的组合优化自适应频域盲均衡方法，其特征在于:所述频域多模盲均衡器的频域权向量F1 (N)的更新公式通过下述步骤得到:定义频域多模盲均衡器的频域代价函数
3.根据权利要求1所述的组合优化自适应频域盲均衡方法，其特征在于:所述频域自适应均衡器的频域权向量F2 (N)的更新公式通过下述步骤得到:定义频域自适应均衡器的频域代价函数为
4.根据权利要求1所述的组合优化自适应频域盲均衡方法，其特征在于:所述β(n)的更新公式通过下述步骤得到:整个组合优化自适应盲均衡系统的时域代价函数定义为
5.一种用于实现权利要求1~4中任意一项所述的组合优化自适应频域盲均衡方法的系统，包括: 第一快速傅里叶变换单元FFT，用于对发射信号a(n)经过信道h(n)并加入信道噪声信号w (n)后得到的频域均衡器时域输入信号u (n)，作L点快速傅里叶变换FFT得到频域均衡器输入频域信号U(N)； 频域多模盲均衡器，用于接收均衡器输入频域信号U(N)并输出频域信号Y1(N)，其权向量根据第一误差生成单元的输出值进行更新； 第一逆快速傅里叶变换单元IFFT，用于对频域多模盲均衡器输出频域信号Y1(N)进行L点逆快速傅里叶变换IFFT并输出时域信号yi (n)； 第一误差生成单元，用于根据频域多模盲均衡器输出频域信号Y1(N)生成频域多模盲均衡器的频域误差信号C1 (N)并输出频域多模盲均衡器的频域误差信号； 频域自适应均衡器，用于接收均衡器输入频域信号U (N)并输出频域信号Y2 (N)，其权向量根据第二误差生成单元的输出值进行更新； 第二逆快速傅里叶变换单元IFFT，用于对频域自适应均衡器输出频域信号Y2(N)进行L点逆快速傅里叶变换IFFT并输出时域信号y2(n)； 参数组合单元，用于接收yi(n)、y2(n)，并利用组合参数λ (n)组合得到组合输出时域信号y(n)，再输出至判决装置；判决装置，用于接收组合输出时域信号y(n)并判决输出时域信号A)5第二快速傅里叶变换单元FFT，用于接收判决输出信号5(?-A)并对其进行L点快速傅里叶变换FFT ； 第二误差生成单元，用于接收第二快速傅里叶变换单元输出值和频域自适应均衡器输出频域信号Y 2(N)并输出频域自适应均衡器的频域误差信号。
【文档编号】H04L25/03GK103763228SQ201410007100
【公开日】2014年4月30日 申请日期:2014年1月7日 优先权日:2014年1月7日
【发明者】郭业才, 冷柯辰, 朱赛男, 龚溪, 毕丞, 黄友锐 申请人:南京信息工程大学