支持多频段操作的传接器与方法

支持多频段操作的传接器与方法
【专利摘要】本发明提供支持多个不同频段的一多频段传接器。该多频段传接器包含一变压器、一输入开关电路、与一输出开关电路。该变压器包含在一主要侧的至少一主要侧线圈，其形成多个输入端口、在一次要侧的一次要侧线圈、以及至少一输出接点，该至少一输出接点区分该次要侧线圈为多个部分，该次要侧线圈的全部以及该多个部分分别形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合。该输入开关电路用于导通一射频信号源到该多个输入端口其中之一以传输信号。该输出开关电路，用于连接该多个输出端口其中之一到多个射频输出负载其中之一。
【专利说明】支持多频段操作的传接器与方法

【技术领域】
[0001] 本发明系关于传接器，特别是支持多个不同频段的多频段传接器（multiband transceiver)及其相关方法。

【背景技术】
[0002]近几年来，行动因特网与多媒体服务的使用呈现爆炸性的增长，用户的需求包含 了浏览网站、下载音乐、电影串流、视频会议、社群网络与电视广播等。因此，有许多先进 的行动装置被开发出来，包括智能型手机、个人数字助理、平板计算机等，用于提供用户 多种功能与服务。这些行动装置在支持第三代宽带码分多址通讯系统/高速封包存取 系统（WCDMA/HSPA)，甚至是第四代长期演进通讯系统（ LTE)的同时，还要能够向下兼容， 支持较旧的第二代全球行动系统（GSM)与二代半的通用封包无线服务/增强速率演进 (GPRS/EDGE)。举一个最近的例子，苹果公司的iPh 〇ne5与iPhone4S手机支持四个频段 850/900/1800/1900MHZ 的全球行动系统（GSM)、四个频段 850/900/1900/3100MHZ 的通用行 动通讯/高速下载封包存取/高速上传封包存取系统（UMTS/HSDPA/HSUPA)、以及两个频段 8〇0/19〇011^的码分多址数据优化版本4(00默￡￥-00 1^￥.八）系统，总共需要支持六个不同 的频段。更有甚者，第四代行动通讯标准当中，全球总共有超过四十个频段可供通讯。
[0003]在支持多个频段组合的同时，也需要考虑到行动装置的成本与尺寸。现行手机广 泛地使用个别独立的功率放大器。举例来说，一支手机内可以包含一个支持四频段的功率 放大器模块，其用于第二代与二代半的行动系统，还可以包含一至五个支持单频段的功率 放大器模块，分别用于支持第三代与第四代的行动系统。虽然上述多模块的配置能够享有 良好的整体传送性能，但必须付出尺寸与成本作为代价。
[0004]因此，集成的功率放大器被提出，用以减少射频信号的路径与零组件成本以及降 低电路板上的绕线复杂度。图1为使用集成功率放大器的智能型手机的传送器路径的一示 意图。此既有技术包含了一传接器10、一功率放大器模块12、多个绝缘器（isolator) 18、一 天线开关14、与一主天线16。如图1所示，用于支援多模多频段（MMMB, multiple-mode, mu ltiple-band)输出的功率放大器模块12内部包含两个功率放大器，其一用于较高频段，另 一个用于较低频段。所谓的多模指的是多种通信标准，而多频段指的是多个输出信号的频 段。例如，由一高频段功率放大器22"3所提供的高频段输出支持从1. 71到1. 98GHz的饱和 尚斯滤波最小频移键控（GMSK, Gaussian filtered Minimum Shift Keying)模式与线性宽 带码分多址通讯系统/高速封包存取系统（WCDMA/HSPA)的无线通信。同时，由一低频段功 率放大器 22lb所提供的低频段输出支持从8?到915MHz的第二代全球行动系统（GSM)与 二代半的演进式全球行动系统（EGSM)，以及第三代行动通信标准。一个置于功率放大器之 后的开关20用于导通每一模式与每一操作频段所需的信号。
[0005]透过射频连接端口 1^(^或即01；5，上述的传接器10将处在不同频段的射频信号 馈送到功率放大器模块I2。一般来说，在传统的解决方案当中，会采用两个预功率放大器 (PPA，pre power amplifier)，而不只使用单一个预功率放大器。预功率放大器的数量将与 支持的频段或模式的数量成正比。图2示出了传接器的一种解决方案，可用于提供两个射 频信号路径，以分别连接图1示出的高频段功率放大器22^与低频段功率放大器22ω。该 传接器包含一预功率放大器30、一输入开关电路3 2、变压器34ΗΒ与34LB、一输出开关电路 38、与一对高频段与低频段的射频连接端口 RFOHB与RFOLB。根据频段选择的结果，输入开 关电路32将射频信号从预功率放大器 3〇分别导通到变压器34ffi与34LB其中之一的主要 侧线圈，变压器34 HB与34LB的次要侧线圈又透过上述的输出开关电路洲分别连接到高频 段与低频段的射频连接端口 RFOHB与RFOLB。这两个变压器34HB与3\B在磁耦合（magnetic coupling)方面互相独立。图2示出的解决方案在设计频段选择与阻抗比时较为方便，因为 对其中一个变压器的优化并不影响另一个变压器。然而，实作在集成电路芯片内的单晶变 压器（monolithic transformer)总是会占用传接器部分内相当可观的桂晶圆面积。如图 2所示的两个单晶变压器将使用过量的面积和成本。
[0006] 图3A与图3B示出了图2解决方案的两例变型，每一例仅使用单一变压器以节省 两个变压器所占用的硅晶圆成本。在图Μ当中，变压器3匕包含一个主要侧线圈与两个次 要侧线圈。输出开关电路42根据频段选择的结果选择并导通这两个次要侧线圈其中之一。 图3B所示的变压器 36b包含两个主要侧线圈与一个次要侧线圈。开关电路32与40根据 高频段与低频段模式选择，适当地导通射频信号。
[0007] 尽管图Μ与图邪的范例均只有单一个变压器，但无 可避免地是，此类设计将付 出共鸣调整（resonant tuning)或负载线路阻抗优化方面的代价。设计方面的困难将在 图4A与图4B中解释。图4A示出了具有适当调校过的主要侧线圈51与次要侧线圈53的 一变压器50,主要侧线圈51与次要侧线圈53分别连接到一预功率放大器30与一负载电 阻52。该负载电阻52表示某一射频连接端口的路径的特征阻抗R L。图4B所示为图4A范 例的一等效电路。VG表示预功率放大器3〇的驱动输出电压，R G表示预功率放大器30的等 效输出阻抗，CP表示可调式电容55的电容值，:^表示主要侧线圈51的输入寄生串行电阻 (parasitic series resistance)，kn表示变压器50的耦合系数，LP表示主要侧线圈51的 电感值，（1-1ν- 2)χ LP表示主要侧线圈51的漏电电感值，lv-2x LP表示变压器的互耦合 电感值，η表不主要侧与次要侧线圈的阻数比（turn ratio)，以及I^/Oi/kJ2表示变压器50 自次要侧转移到主要侧的有效负载阻抗。图4A的主要侧线圈51与可调式电容55来自于 一电感电容谐振震荡器（LC tank)，其共振频率决定了一选择频段的中心频率。在图3A所 示的解决方案中，LP值是一常数。当高频段的频率高于低频段的频率三倍时，可调式电容 55 的电容值CP必须是9倍可调，以便在高频段与低频段之间切换。为了要涵盖这么大的电容 可调范围，图 3A当中的可调式电容31就必须要占用大的硅晶圆面积，亦即付出较高成本， 使得图3A的解决方案不甚适当。据此，图 3B所示出的两个电容器的电容可调范围可以显 着地减少。例如，要组成具有三倍频率的电感电容谐振震荡器，图4B的主要侧线圈的电感 值W需要变为9倍大，而其电容值C P则保持大致不变。请注意在图3B当中的次要侧电感 值Ls在高频段与低频段操作中总是保持不变。从图4B可以归纳出，当匝数比变为三倍时， 负载线阻抗V(η/1〇 2随之减少，越过负载线阻抗?ν(η/1〇2的压降VmmE随之改变。当压 降Vcquple相关于变压器的总输出功率时，图 3B所示解决方案的功率增加效率（pAE，p〇wer added efficiency)就无法同时针对高频段与低频段的操作优化。


【发明内容】
-------- _8^ 实删巾，本发日服供支持乡个不__-多搬传驗 器包? USU人开关电路、与-输出开关幅。该变麵包含在_ ?^小一 主要侧线圈，其形成多个输入端口、在-次要侧的一次要侧线圈、以及至少中按广 至少-输出接点区分该次·_为多个·，该次要繊_全總 === 形成多个输出端□，其巾该多个输人端的该多个输出端ρ系直流峻缘 1刀 入开关电賴于导通-觀信号翻该多个输人勒其巾之-以传输信号 &g 3 路，用于连接该多个输出端口其中之一到射频输出负载。 1
[0009]在另一实施例中，本发明提供支持多频段通讯的一方法，其包含以下井 一 变压器，用以转换一主要侧及一次要侧间的电压，其中该变压器包含在-主要j则的^ 要侧麵'難斜输人端η与在-次翻的-次翻_以及斜输贼? 线圈的全部或-部选擁地与该斜输離点_斜输；^端日，其巾该斜?与 该多个^出端口系直流电绝缘且磁耦合；在一第一频段操作时，导通一射频信号源到该多 个输入端α其中的-第-输入端ρ，以及导通-第-射麵出负_该多个输出端'口 ^中 的一第=输出端口；以及在一第二频段操作时，导通该射频信号源到该多个输入端口 g中 的一第二输入端口，以及导通一第二射频输出负载到该多个输出端口其中的一第二出' 口；其中该第一频段的频率高于该第二频段的频率。 一
[0010]在另一实施例中，本发明提供支持多频段通讯的一方法，其包含以下步骤·透过一 电容连接一第一输入端口与一信号源以选择一第一频段信号来组成一第一电感电容谐振 震荡器；将一第一射频输出负载自一第一输出端口磁转移到该第一输入端口，以在一第一 频段操作中的该信号源的输出处形成一中间负载阻抗；透过一电容连接一第二输入端口与 该佶号源以选择一第二频段信号来组成一第二电感电容谐振震荡器；以及将一第二射频输 出负载自一第二输出端口磁转移到该第二输入端口，以在一第二频段操作中的该信号源的 输出处形成另一中间负载阻抗;其中该第一与第二输入端口以其该第一与第二输出端口共 享一磁核心，形成该第二输出端口的一线圈包含形成该第一输出端口的一线圈。

【专利附图】

【附图说明】
[0011]图1示出使用集成功率放大器的智能型手机的一方块示意图。
[0012]图2标出具有两个射频信号路径的传接器的一传统解决方案。
[0013] 图Μ与图3B示出图2解决方案的两例变型。
[0014]图4A示出具有适当调校过的主要侧线圈与次要侧线圈的一变压器。
[0015] 图4B示出图4A的一等效电路。
[0016]图5为根据本发明一实施例的一多频段传接器。
[0017]图6A示出当图5处于高频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有 开关状态。
[0018]图6B示出当图5处于低频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路68的所有 开关状态。
[0019]图7A示出包含寄生电容与电阻性质的真实输出开关的图6A的电路。
[0020] 图7B示出图7A的一等效电路。
[0021]图8A示出在次要侧线圈有两个接点的一三线圈组变压器。
[0022]图8B示出根据本发明一实施例的具有两个接点的一变压器。
[0023]图8C示出在主要侧与次要侧线圈中具有多个^点的变压器°92。
[0024]图9示出根据本发明一实施例的另一多频段传接器。 。
[0025]图10A示出当图9的传接器100处在第一频段操作时的各连接端口的连接状态。 [0026] 图10B示出当图9的传接器100处在第N频段操作时的各连接端口的连接状态。 [0027]图11不出根据本发明一实施例的一射频接收器。
[0028] 图12示出当图11的射频接收器200自天线16M接收射频信号并使用低噪放大器 LNAn放大信号时，各连接端口的连接与状态。
[0029] 符号说明
[0030] 10 传接器
[0031] 12 功率放大器模块
[0032] 14 天线开关
[0033] 16、161 ?16M 主天线
[0034] 18 绝缘器
[0035] 20 开关
[0036] 22 功率放大器
[0037] 22LB低频段功率放大器 [0038] 22HB高频段功率放大器 [0039] 30 预功率放大器
[0040] 31 可调式电容
[0041] 32 输入开关电路
[0042] 34LB、34HB 变压器
[0043] 36A、36B 变压器
[0044] 38 输出开关电路
[0045] 40 输出开关电路
[0046] 50 变压器
[0047] 51 主要侧线圈
[0048] 52 负载电阻
[0049] 53 次要侧线圈
[0050] 55 可调式电容
[0051] 60 多频段传接器
[0052] 61LB、61HB可调式电容器
[0053] 62 预功率放大器
[0054] 64 输入开关电路
[0055] 66 三线圈组变压器
[0056] 68 输出开关电路
[0057] 7〇L、7〇H主要侧线圈
[0058] 72L、72H、72ADD 次要侧线圈
[0059] 74TP输出接点
[0060] 8〇LL、SOHL射频输出负载
[0061] 90 三线圈组变压器
[0062] 91 三线圈组变压器
[0063] 92 三线圈组变压器
[0064] 1〇〇多频段传接器 [0065] 102预功率放大器
[0066] 104输入开关电路
[0067] 1〇6多连接端口变压器
[0068] 108输出开关电路
[0069] 2〇4输入开关电路
[0070] 206变压器
[0071] 208输出开关电路
[0072] S 开关
[0073] Tap 接点
[0074] TI 输入连接端口
[0075] T0 输出连接端口
[0076] RF0射频连接端口

【具体实施方式】
[0077]图5为根据本发明一实施例的一多频段传接器60,其包含一预功率放大器62、可 调电各61m与61lb、一知入开关电路64、一三线圈组变压器（trifilar transformer) 66、以及 一输出开关电路68。上述的预功率放大器62作为一射频信号源。该三线圈组变压器 66有 两个主要侧线圈70H与70L与一个次要侧线圈72t。所有在变压器内的线圈都彼此磁耦合， 且主要侧是直流电绝缘于次要侧。该主要侧线圈 7〇11与7〇?分别作为一高频段输入端口 TIhb 与一低频段输入端口 ΤΙω。该次要侧线圈72^的两个连接终端组成一低频段输出端口 T(\B。 该次要侧线圈的一个连接终端与一输出接点（output tap)74">组成一高频段输出端口 TOhb，其相应于该次要侧线圈的某一段，标之为72h。也就是说，输出接点（output tap)74TP 区分次要侧线Μ 72ε为两部分，使次要侧线圈72[^的全部形成低频段输出端口 T0m，以及其 中一部份形成高频段输出端口 T0HB。高频段输入端口 Τ?^、低频段输入端口 TL、高频段输 入端口 Tim与低频段输入端口 ΤΙ?Β共享一磁核心。在高频段操作中所传送的载波频率的射 频信号高于低频段操作的频率。
[0078]为了实现频段选择的目的，上述的输入开关电路64被安排在三线圈组变压器66 与预功率放大器62之间，而输出开关电路68被安排在三线圈组变压器66之后。上述的输 出开关电路68具有开关SH1/S H2/SH与SU/SL2/SL，用于连接或断开在T0 m/T(\B与RF0hb/RF0lb 之间的线路。T〇hb/TOlb与RFOJRFOu分别为三线圈组变压器66的输出端口，以及在高/低 频段操作时的射频输出负载（80 a与80J的射频连接端口。
[0079]图6A示出当多频段传接器60于高频段操作时，输入开关电路64与输出开关电路 68的所有开关状态。如图6A所示，高频段输入端口 TIhb被输入开关电路64选来连接预功 率放大器62。同时，高频段输出端口 T〇hb被输出开关电路68选来连接射频连接端口 RF〇hb 以驱动射频输出负载8(V。在本实施例中,射频连接端口 RF〇m系连接到一外部功率放大器。 在低频段输入端口 TILB与预功率放大器62之间的直流/交流耦合系透过输入开关电路64 来控制，低频段输出端口扣^与低频段射频连接端口 RF(\B之间的直流/交流耦合系透过输 出开关电路68来控制。在高频段操作时，如图6A所示，低频段输入端口 TU与低频段输出 端口 Τ0ω并未被选取，维持开路状态。低频段输入端口 Tim与预功率放大器62之间为开 路，低频段输出端口 ^^与低频段射频连接端口 RF(\B之间也为开路。在输出开关电路68 的内部，开关SH、Su、与S t2设为开路，开关&、SH1、与SH2设为通路。具有高频段频率的射频 信号沿着线路依序通过预功率放大器62、高频段输入端口 TIm、三线圈组变压器66的主要 侧线圈70H与次要侧线圈72H、高频段输出端口 TOhb、以及射频连接端口 RF0HB，以连接射频输 出负载8(V，进而输出到一外部功率放大器以供信号放大与传输，据此完成相应的高频段操 作。
[0080] 与图6A相类，图6B显示当多频段传接器60于低频段操作时，输入开关电路64与 输出开关电路 68的所有开关状态。如图6B所示，低频段输入端口 ΤΙ?Β被输入开关电路64 选来连接预功率放大器62。同时，低频段输出端口 Τ(\Β被输出开关电路68选来连接射频连 接端口 RFOu以驱动射频输出负载8(^。在低频段操作中，高频段输入端口 ΤΙΗΒ与高频段输 出端口 Τ0ΗΒ并未被选取，维持开路状态。在输出开关电路68的内部，开关SH1、与SH2设 为开路，开关S H、SU、与设为通路。具有低频段频率的射频信号沿着线路依序通过预功率 放大器62、低频段输入端口 ΤΙ?Β、三线圈组变压器66的主要侧线圈70H与次要侧线圈72^ 低频段输出端口 TC^、以及射频连接端口 RF(\B，以连接射频输出负载8(^，进而输出到一外 部功率放大器以供信号放大与传输，据此完成相应的低频段操作。
[0081] 简而言之，三线圈组变压器66的每一个主要侧线圈都只能适用于某一频段的操 作。而低频段操作会用到三线圈组变压器66的次要侧线圈72^的全部，高频段操作只会用 到三线圈组变压器66的次要侧线圈72^的其中一部份。
[0082] 在低频段操作中，借助输入开关电路64与输出开关电路68,三线圈组变压器66将 射频输出负载80α从低频段输出端口 Τ0ω磁性转换到低频段输入端口 TL，以便组成预功 率放大器62的一中间负载阻抗（immediate load impedance)。在高频段操作中，三线圈组 变压器66将射频输出负载8(V从高频段输出端口 T(\B磁性转换到高频段输入端口 ?ΗΒ，以 便组成预功率放大器62的另一中间负载阻抗。
[0083] 本发明所提供的传接器60很容易进行共振频率调整与负载线阻抗的优化。对髙 频段操作而言，共振频率是由可调式电容61m与主要侧线圈70Η所决定，主要侧线圈70 Η与 可调式电容61m组成一电感电容谐振震荡器（LC tank)，其共振频率决定了该高频段的中 心频率。而如图4B所示，负载线阻抗基本上是由匝线比nH与耦合系数所决定。在此处 的耦合系数为主要侧线圈70 H与次要侧线圈72H之间的耦合系数，而匝线比nH大约是 而/ ,其中L7CIH与L72H分别为主要侧线圈70H与次要侧线圈72 H的电感值，或者分别 为高频段输入端口 ΤΙ%与高频段输出端口 TOhb的电感值。同样地，对低频段操作而言，可调 式电容61?Β与主要侧线圈7(\所决定共振频率，且匝线比％与耦合系数kml决定负载线阻 抗。在此处的耦合系数为主要侧线圈7(\与次要侧线圈7?之间的耦合系数，而匝线比 nL大约是#^/爲^，其中与W分别为主要侧线圈70L与次要侦_圈7?的电感值，或 者分别为低频段输入端口 Tim与低频段输出端口 T0LB的电感值。上述的耦合系数kmH与 在小的漏磁通量（magnetic-flux leakage)时可以接近1。如果可调电容61m具有和可调 L· 电容61?Β相同的电容值时，透过令匝线比等于I可决定主要侧线圈与70h， 其中fH与4分别为高频段与低频段操作时所想要设定的共振频率。因此，L皿要大于LroH。 可以如图4B所示，根据在高频段操作时的负载线阻抗与功率增加效率的需求，决定匝数比 nH，即可决定次要侧线圈72H。在设定完关于次要侧线圈72H的参数之后，次要侧线圈7?与 次要侧线圈72 H之间的差异可以根据匝数比R来决定，而匝数比化则是根据在低频段操作 时的负载线阻抗与功率增加效率的需求所决定。如图 5所示，可以串接一额外的线圈72麵 与次要侧线圈72H来组成次要侧线圈72^，而不会影响到相应于输出端口 T〇hb的电感值1^721{。 换句话说，次要侧线圈72H的设计可以和次要侧线圈72 L的设计脱勾。据此，高频段操作与 低频段操作时的负载线阻抗可以独立进行优化，使得高频段操作与低频段操作时的功率增 加效率优化。在一实施例中，电感比L7 2H/WQH大致等于L72L/L7a，亦即匝数比n H实质上相等 于％。换言之，高频段操作与低频段操作时的负载线阻抗将大致相等。当然，本发明并不限 定于此。在其他实施例中的L 72H/L7C1H是可以设定的，且可与L72yL7M_不同。
[0084] 图5所揭露的实施例当中只有单一个变压器，却可以支持不同频段的操作。和其 他使用多个变压器来支持多频段操作的设计相比，硅晶圆耗费的成本较低。此外，其电感值 在高频段操作时决定了负载线阻抗与功率增加效率的次要侧线圈72 H，可以在传接器60于 低频段操作时重复使用，据此减少了变压器66的整体尺寸。可以选择主要侧线圈7(^与次 要侧线圈72 H的参数，以符合在高频段操作时的需求，例如共振频率调整、负载线阻抗、与功 率增加效率等。同时可以优化主要侧线圈与次要侧线圈72^的参数，而不会减损在低频 段操作时的性能。总而言之，传接器可以同时满足高频段与低频段操作时的需求。
[0085] 根据先前技术的描述，图4A与图4B所示的变压器设计是在假定开关电路为理想 状态下，亦即开关电路的每一个开关在开路时可以同时阻断直流电信号和交流电信号。但 在实际上，由于集成电路内的开关通常是由晶体管所构成，在关闭状态（off state)下，由 于晶体管终端之间的寄生电容效应只具有有限的阻抗值。由于阻抗和电容性相关，当操作 频率增加时，阻抗值将随之减少。如图7A所示，当开关S u和处在关闭状态时将成为两 个具有限阻抗值的电容CU1和Cu，导致三线圈组变压器66与射频连接端口 RF(\B之间的绝 缘变差。射频输出负载8〇α不可避免地被三线圈组变压器66部分转移到高频段输入端口 TIhb，高频段操作时的负载线阻抗值将会偏离优化值。在本发明中，图6A的开关将用于 解决由处于关闭状态的开关Su和导致的寄生电容效应。图7A为图6A的一个实施例变 型，其具有电容器C m、（^2、Csu、与CSL2来分别表示开关电路64与68内处于关闭状态的各 开关。并联到射频连接端口 RFOhb与RF(\B的射频输出负载8(V与80α分别表示相应于射 频连接端口 RF0HB与RFOlb的射频负载阻抗RHL与RLL。图7Α中的电阻82^用于表示图6Α中 处于开启状态（on state)的开关&的阻抗Ra。图7B所示为图7A的一等效电路，其与图 4B相类，本领域的普通技术人员可以从先前的教示中明白其变化。和图4B的不同处在于， 图4B只有一个负载电阻WkJ 2,图7B还另有一电路84t作为自次要侧线圈72^磁转换 到主要侧线圈7?的负载阻抗。电路8炱内部为串联的一电容与一电阻，以表示图7A中位 于变压器66的次要侧的电容器CLL1与CLL2、电阻82^、以及射频输出负载80^的整体改变结 果。据此，电路84 t的阻抗包含了一电阻R84t与一电抗X^，其与次要侧的其他组件的关系示 于图7B,其中nx lH大致接近于/4?，且kmUI为主要侧线圈70H与次要侧线圈72^之间 的耦合系数。图7B出现的电阻R84l与电抗X8tt将使得整体频率响应复杂化，并有可能让电 感电容网络的共振频率偏移。最小化电抗X84t可以减少频率偏移，但无法完全消除偏移，其 原因在于每个开关的设计必须在开启状态低电阻与关闭状态高阻抗两者之间作尺寸的取 舍与妥协，而晶体管的寄生电容值恰和尺寸大小成正比。开关有助于在高频段操作时减 少射频输出负载80 LL的效应，由于在此时刻，开关SL被开启以便将射频输出负载80^短路， 其开关的阻抗远低于射频输出负载80 α的阻抗。当来自于并联的Rst与Ra的有 效阻抗较小时，电阻R 84I_相对于电抗X84L而言就变得无关紧要了。这使得电路8\的阻抗值 几乎纯粹为反应性（reactive),可以轻易地透过可调电容61m来进行调整或补偿。总结来 说，开关S L提供了一组旁通电路令三线圈组变压器册绝缘于射频输出负载80[χ，使得高频 段操作时的共振调整变得容易。以上的分析也可以适用于连接到图6Β所示的射频连接端 口 RF0HB的分流开关SH上，其也提供类似的优点。
[0086]尽管图5示出了具有单一输出接点的三线圈组变压器，但本发明并不局限于此。 本发明的实施例可以使用不同种类的变压器。例如，图5的变压器66可以被图8A所示具 有两个输出接的三线圈组变压器go所取代。在次要侧，两个输出接点了叩以 与Tap s2组成一高频段输出端口 πν，整个次要侧线圈的两个终端组成了一低频段输出端口 T〇lb。
[0087]图8B所示的变压器91在本发明的某些实施例中可以用于替换图5所示的变压器 66。变压器91具有两个接点。在主要侧方面，整个主要侧线圈的两个终端组 成了低频段输入端口 ΤΙ^，而整个主要侧线圈的某一个终端与输入接点TaPpi组成了高频段 输入端口 TIhb。在次要侧方面，整个次要侧线圈的两个终端组成了低频段输出端口 τ〇ω，而 整个次要侧线圈的某一个终端与输出接点Tapsl组成了高频段输出端口 Τ〇Η^
[0088]图8C所示的变压器92具有多个输入接点与输入接点，可用于在本发明的某些实 施例中替换图5所示的变压器66。在此范例当中，在主要侧有两个接点，另有两个接点在次 要侧。在变压器 92主要侧的两个输入接点TaPpi与TaPp2组成一高频段输入端口 TIm，而主 要侧线$的两个终端组成了一低频段输入端口 TILB。在变压器92次要侧的两个输出接点 组成一高频段输出端口 τοΗΒ，而次要侧线圈的两个终端组成一低频段输出端口 τ〇?Β。
[0089]本发明并不限于两个频段的操作，也可以扩充到多频段的作业。比方说，图9示出 了一多频段传接器100,其包含一预功率放大器1〇2、一输入开关电路1〇4、一多连接端口变 压器106、与一输出开关电路1〇8。变压器1〇6的主要侧线圈提供多个输入端口， ΤΙι到ΤΙν。 变压器的整个次要侧线圈的两个终端形成输出端口 TOi，每一个输出接点与次要侧的某一 终端个别形成其他的输出端口，坤到叫。输出端口 TIjljTIN的其中之一透过输入开关电 路104连接到预功率放大器1〇2,而输出端口 τ〇ι到t〇n的其中之一透过输出开关电路湖 连接到射频连接端口 RF0!到RF0N的其中之一。在其他的实施例中，某一输出端口可以由两 个接点组成，或是由一个接点与一个终端组成。
[0090]图10A示出当传接器100在第一频段操作时，图9所示实施例各连接端口的连接 与状态。输入端口 ΤΙ!被选来连接到预功率放大器102,且输出端口 TOi被选来连接到射频 连接端口斯〇1，其用于馈送射频信号到一外部功率放大器。其他的输入端口 TI2到1^与输 出端口 το2到τοΝ全都未被选择或是设为开路。射频连接端口 rf〇2到RF〇N的两个终端都互 相连接通路，令它们对输出端口 TI1的输出阻抗的影响为反应性的。图10B示出类似的实 施例，亦即当传接器100在第N频段操作时，图9所示实施例各连接端口的连接与状态。由 于图示已经简明易懂，因此不对图10B多加解释。
[0091] 根据本发明各实施例的变压器可以是在一个以上金属层的硅芯片上实作的金属 条所形成的单晶变压器。在一实施例中，图5的变压器66的主要侧与次要侧线圈在单一金 属层上缠绕以形成平面螺旋状的微金属条。在另一实施例中，变压器66的主要侧线圈为在 单一金属层上的螺旋状导体，而变压器 66的次要侧为另一金属层上的螺旋状导体。所有螺 旋状导体可以同心圆形式对齐排列或是间隔排列。
[0092] 尽管本发明已经说明了各实施例中变压器的操作方式、具备的性能、以及其优点， 但本发明的范围并不限于此。比方说，本发明的一实施例为接收空气传播的射频信号地一 射频接收器，其具有介于一三线圈组变压器及一天线之间的一输入开关电路。
[0093] 在一实施例中，图11示出根据本发明一实施例的一射频接收器200。天线lh到 16 M为信号源，其可透过输入开关电路204与输入端口 TL到TIM相连或断开。输出开关电 路208用于连接输出端口 TC^到T0N的其中之一到低噪放大器LNAi到LNAn的其中之一。尽 管图11所示的变压器206和图9所示的多连接端口变压器106相同，但可以使用本发明所 揭示的任何一种变压器来取代变压器206。射频接收器200针对低噪放大器提供单一或多 重阻抗转换的输入匹配（input matching)，诸如增益匹配与噪讯匹配。图12示出图11的 射频接收器200自天线16M接收射频信号并使用低噪放大器LNA n放大信号时，各连接端口 的连接与状态。
[0094] 虽然以上述范例与优选的实施例来说明本发明，然而本发明的范围并不限定于 此。反之,上述说明系用于涵盖本领域普通技术人员可以理解的各式变型与相似的设计。因 此，以下的权利要求范围应该采取最宽的解释以便涵盖所有各式变型与相似的设计。
【权利要求】
1. 支持多个不同频段的多频段传接器，包含： 变压器，其包含在主要侧的至少一主要侧线圈，其形成多个输入端口、在次要侧的次要 侧线圈、以及至少一输出接点，该至少一输出接点区分该次要侧线圈为多个部分，该次要侧 线圈的全部以及该多个部分分别形成多个输出端口，其中该多个输入端口与该多个输出端 口系直流电绝缘且磁耦合； 输入开关电路，用于导通射频信号源到该多个输入端口其中之一以传输信号；以及 输出开关电路，用于连接该多个输出端口其中之一到多个射频输出负载其中之一。
2. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，更包含至少一可调式电容，其与该 多个输入端口其中之一以组成电感电容谐振震荡器，用以决定共振频率。
3. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个输入端口包含高频段输入 端口以及低频输入端口，该多个输出端口包含高频段输出端口以及低频输出端口，当该多 频段传接器在高频段操作时，该输出开关电路将该高频段输出端口连接到该多个射频输出 负载中的高频段射频输出负载，当该多频段传接器在低频段操作时，该输出开关电路将该 低高频段输出端口连接到该多个射频输出负载中的低频段射频输出负载，形成该高频段输 出端口的该次要侧线圈的一部分系不同于形成该低频段输出端口的该次要侧线圈的一部 分。
4. 如权利要求3所述的多频段传接器，其特征在于，当该多频段传接器在该高频段操 作时，该高频段输入端口连接到该射频信号源，当该多频段传接器在该低频段操作时，该低 频段输入端口连接到该射频信号源，形成该高频段输入端口的主要侧线圈系不同于形成该 低频段输入端口的主要侧线圈。
5. 如权利要求4所述的多频段传接器，其特征在于，该多个主要侧线圈中的一主要侧 线圈的全部或一部选择性地与多个输入接点形成该多个输入端口，形成该低频段输入端口 的该主要侧线圈的一部分包含形成该高频段输入端口的该主要侧线圈的一部分。
6. 如权利要求3所述的多频段传接器，其特征在于，形成该低频段输出端口的该次要 侧线圈的一部分包含该高频段输出端口的该次要侧线圈的一部分。
7. 如权利要求4所述的多频段传接器，其特征在于，该高频段输入端口对该高频段输 出端口的匝数比实质上相同于该低频段输入端口对该低频段输出端口的匝数比。
8. 如权利要求4所述的多频段传接器，其特征在于，该高频段输入端口对该高频段输 出端口的匝数比不同于该低频段输入端口对该低频段输出端口的匝数比。
9. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该输出开关电路将该多个输出端 口的其中之一连接到该多个射频输出负载其中之一，将该多个输出端口的其他输出端口自 该多个射频输出负载的其他射频输出负载断开，并将该其他射频输出负载短路。
10. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个射频输出负载分别为多个 射频端口的射频负载阻抗，当该多频段传接器以第一频段操作时，该输出开关电路连接第 一输出端口到第一射频端口，断开第二输出端口与第二射频端口的连接并将该第二射频端 口短路。
11. 如权利要求10所述的多频段传接器，其特征在于，该多个射频输出负载分别为多 个射频端口的射频负载阻抗，该输出开关电路包含相应地耦接到该多个射频端口的多个分 路开关，以及并联该多个射频端口两端的多个分路开关；当该多频段传接器以该第一频段 操作时，该多个分路开关中耦接到该第一射频端口的第一分路开关被开启，该多个分路开 关中耦接到该第二射频端口的第二分路开关被关闭，以及该多个分路开关中并联对应于该 第二射频端口两端的第三分路开关被开启。
12. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个输入端口的电感值系个别 地根据其操作频段规格而设计，相连的输入端口对输出端口的匝数比系根据负载线阻抗、 输出功率、或功率增加效率所决定。
13. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该射频信号源为预功率放大器。
14. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该射频输出负载为功率放大器的 输入阻抗。
15. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该变压器为单晶变压器。
16. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该射频信号源为多个天线之一。
17. 如权利要求1所述的多频段传接器，其特征在于，该多个射频输出负载为多个个低 噪放大器的多个输入阻抗。
18. 支持多频段通讯的方法，包含： 提供变压器，用以转换主要侧及次要侧间的电压，其中该变压器包含在该主要侧的多 个主要侧线圈，形成多个输入端口与在该次要侧的次要侧线圈以及多个输出接点，该次要 侧线圈的全部或一部选择性地与该多个输出接点形成多个输出端口，其中该多个输入端口 与该多个输出端口系直流电绝缘且磁耦合； 在第一频段操作时，导通射频信号源到该多个输入端口其中的第一输入端口，以及导 通第一射频输出负载到该多个输出端口其中的第一输出端口；以及 在第二频段操作时，导通该射频信号源到该多个输入端口其中的第二输入端口，以及 导通第二射频输出负载到该多个输出端口其中的第二输出端口； 其中该第一频段的频率高于该第二频段的频率。
19. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，导通该射频信号源到该第一输入端口的 步骤更包含将该第二输出端口自该第二射频输出负载断开以及将该第二射频输出负载短 路。
20. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该第一射频输出负载与该第二射频输出 负载分别是该第一射频端口与该第二射频端口的射频负载阻抗，其中导通该射频信号源到 该第一输入端口的步骤更包含将第二射频端口短路。
21. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该第一输入端口对该第一输出端口的阻 数比实质上相同于该第二输入端口对该第二输出端口的匝数比。
22. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该第一输入端口对该第一输出端口的阻 数比实质上不同于该第二输入端口对该第二输出端口的匝数比。
23. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该第二输入端口的线圈包含该第一输入 端口的线圈。
24. 如权利要求18所述的方法，其特征在于，该第二输出端口的线圈包含该第一输出 端口的线圈。
25. 支持多频段通讯的方法，包含： 透过电容连接第一输入端口与信号源以选择第一频段信号来组成第一电感电容谐振 震荡器； 将第一射频输出负载自第一输出端口磁转移到该第一输入端口，以在第一频段操作中 的该信号源的输出处形成中间负载阻抗； 透过电容连接第二输入端口与该信号源以选择第二频段信号来组成第二电感电容谐 振震荡器；以及 将第二射频输出负载自第二输出端口磁转移到该第二输入端口，以在第二频段操作中 的该信号源的输出处形成另一中间负载阻抗； 其中该第一与第二输入端口以其该第一与第二输出端口共享一磁核心，形成该第二输 出端口的线圈包含形成该第一输出端口的线圈。
26. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，该第一频段信号的中心频率高于该第二 频段信号的中心频率。
27. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，将该第一射频输出负载自该第一输出端 口磁转移到该第一输入端口的步骤更包含： 将该第二射频输出负载与一串联且处于关闭状态的开关自该第二输出端口磁转移到 该第一输入端口；以及 开启并联到该第二射频输出负载的另一开关以消除该第二射频输出负载的电阻效应， 用于改善该第一电感电容谐振震荡器的共振阻抗。
28. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，将该第二射频输出负载自该第二输出端 口磁转移到该第二输入端口的步骤更包含： 将该第一射频输出负载与一串联且处于关闭状态的开关自该第二输出端口磁转移到 该第一输入端口；以及 开启并联到该第一射频输出负载的另一开关以消除该第一射频输出负载的电阻效应， 用于改善该第二电感电容谐振震荡器的共振阻抗。
【文档编号】H04B1/00GK104300992SQ201410344431
【公开日】2015年1月21日 申请日期:2014年7月18日 优先权日:2013年7月18日
【发明者】魏宏儒, 陈柏均, 洪志铭 申请人:晨星半导体股份有限公司