空分多址接入用户匹配方法及系统与流程

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及空分多址接入用户匹配方法及系统。

背景技术：

人类社会的发展建立在信息交流的基础上，而通信技术使得人们克服了距离上的障碍，能够迅速而准确地传递信息，可以毫不夸张地说，通信是推动社会文明进步与发展的巨大动力。从利用人力、马力、烽火台等原始的通信手段传递信息到现在无处不及的无线互联网，人类的通信手段取得了巨大进步。

由于无线通信受资源的限制，多个用户需共享同样的信道资源，因此利用有限的频率资源，来最大程度地满足人们对移动通信的要求，一直是移动通信系统领域的研究热点。美国贝尔实验室提出的蜂窝组网理论，利用电磁波在自由空间中的传输损耗，使相隔一定距离的另一个基站可以重复使用同一组工作频率，从而在一定程度上克服了信道容量受限的问题，极大地推动了移动通信技术的发展，被誉为移动通信史上的蜂窝革命。

全球通信业务的飞速发展，为无线移动通信技术带来了良好机遇的同时，也带来了更大的挑战。一方面，随着无线通信业务的高速发展和无线通信用户数的急剧增长，对蜂窝系统的容量提出了更高的要求；另一方面，通信领域的无线频谱资源日益紧张。目前，频谱资源的投入已成为全球各运营商资金投入的重要组成部分。因此，如何提高无线资源的利用率，如何有效地利用相对紧缺的频谱资源，以提供更高质量、更高速率的通信服务，成为近些年各种新技术所面临的核心问题。

为了解决这一问题，许多新技术正在不断地被研究和应用到现代无线通信系统中。其中，空分多址接入(Spatial Division Multiple Access，SDMA)技术是和频分多址(Frequency Division Multiple Access，FDMA)、时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)、码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)等复用技术并列的又一种多址接入技术，它是利用空间上的隔离进行复用的一种多址接入技术。采用空分多址接入的多个用户可以使用完全相同的频率、时隙和信道资源，使得系统的无线资源利用效率得到了提高。事实上，我们熟知的蜂窝移动通信技术中的蜂窝概念本身就是一种空分复用技术，不同的小区内中的用户可以使用完全相同的资源。

空分多址接入的本质就是空间“滤波”，通过利用数字信号处理技术，采用先进的波束转换技术和自适应空间信号处理技术，产生空间定向波束，使得阵列天线形成的主波束对准信号的到达方向，零陷对准干扰信号的到达方向。这样就在空域上，对不同方向上的信号实现了分离，达到高效地接收利用期望用户的信号，删除或者抑制非期望用户信号和干扰信号的目的。这种在空域上对信号进行分离的方式应用到移动通信中，实现的就是空分多址接入。

空分多址接入的基本思想是引导能量沿着用户所在方向传输。通常情况下，不同移动用户的空间位置和移动速度不同，在基站一侧所接收到的不同用户信号的DOA(Direction Of Arrival，波达方向)、多普勒频移和多径结构等特征也就不同。空分多址接入就是利用这些特征的差异，通过阵列天线技术在用户方向上形成定向波束，在同一信道上接收和发送多个用户信号而不发生相互干扰。实际上它使通信资源不再局限于时间域、频率域、码域而拓展到了空间域，从而有效地提高了系统无线资源的利用效率，增加了系统的容量。

一个理想的空分多址接入系统应能够为每一个用户形成一个波束，基站跟踪用户的位置，始终使用户处于波束的中心处。在空分多址接入系统中的所有用户，将能够用同一信道在同一时间和同一频率上实现双向通信。

技术实现要素：

本发明实施例的目的在于提供一种空分多址接入用户匹配方法及系统。

第一方面，本发明实施例提供一种空分多址接入用户匹配方法，包括：

以子载波为单位，计算用户U₁和U₂对应的导频信道估计的预设帧平均值；

将所述预设帧平均值归一化；

根据所述归一化后的预设帧平均值，计算所述用户U₁和U₂各子载波间的最大互相关值；

如果所述最大互相关值小于预设互相关阈值，则所述用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入。

第二方面，本发明实施例对应提供一种空分多址接入用户匹配系统，包括：

预设帧平均值计算单元，用于以子载波为单位，计算用户U₁和U₂对应的导频信道估计的预设帧平均值；

预设帧平均值归一化单元，用于将所述预设帧平均值归一化；

最大互相关值计算单元，根据所述归一化后的预设帧平均值，计算所述用户U₁和U₂各子载波间的最大互相关值；以及

上行信道空分多址接入匹配单元，用于如果所述最大互相关值小于预设互相关阈值，则所述用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入。

在本技术方案中，以子载波为单位，通过用户的导频信道估计，求得用户信道特征间的互相关程度，根据用户信道特征间的互相关程度，来确定用户间是否可以匹配进行空分多址接入，采用本方法匹配成功的用户能够采用空分多址接入技术，从而使用相同的时频资源，间接地提高系统的无线资源利用率和系统容量。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一提供的空分多址接入用户匹配方法的流程示意图。

图2是本发明实施例二提供的空分多址接入用户匹配方法的流程示意图。

图3是本发明实施例三提供的空分多址接入用户匹配系统的架构示意图。

图4是本发明实施例四提供的空分多址接入用户匹配系统的架构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。

实施例一

参见图1，其是本发明实施例一提供的空分多址接入用户匹配方法的流程示意图，本实施例的技术方案可以由无线侧(如基站或基站控制器等)来执行。

该空分多址接入用户匹配方法，可以包括如下步骤：

S110：以子载波为单位，计算用户U₁和U₂对应的导频信道估计的预设帧平均值。

示例性的，以子载波为单位进行计算的目的是为让各信道更好地规避干扰，以20MHz的带宽为例，为通过调频更好地规避干扰，可以把20MHz的总带宽划分成1200份，每一份就是一个子载波，每个子载波的带宽为15KHz。以子载波为单位，计算用户间的导频信道估计的预设帧平均值，可选的，本实施例中，可以按下式(1)计算导频信道估计的8帧平均值，将后7帧的试点权重与第1帧的相位对齐相加。

其中，hPilotAvg表示8帧平均值，frm表示帧号，H表示共轭矩阵。

根据上式，分别求得用户U₁和U₂对应的8帧平均值hPilotAvgU₁和hPilotAvgU₂，用户U₁和U₂均为从检测出的，可以支持空分多址接入的NUserValued个用户中选择的用户。

S120：将预设帧平均值归一化。

示例性的，归一化是一种无量纲处理手段，使物理系统数值的绝对值变成某种相对值关系，是简化计算和缩小量值的有效办法。将用户U₁和U₂对应的8帧平均值hPilotAvgU₁和hPilotAvgU₂，分别进行归一化处理，分别得到归一化后的8帧平均值hPilotAvgU₁和hPilotAvgU₂，以方便后续的计算处理。

S130：根据归一化后的预设帧平均值，计算用户U₁和U₂各子载波间的最大互相关值。

示例性的，根据上述归一化后的8帧平均值hPilotAvgU₁和hPilotAvgU₂，计算用户U₁和U₂在每个子载波间的互相关值，统计出所有互相关值中最大的一个值即最大互相关值，该最大互相关值可以按下式(2)来计算。

XCorrMax＝max(abs(diag(hPilotAvgU₁^HhPilotAvgU₂))) (2)

其中，XCorrMax为用户U₁和U₂在所有子载波间的最大互相关值。

S140：如果最大互相关值小于预设帧互相关阈值，则用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入。

示例性的，预设帧互相关阈值为8帧互相关阈值ThXcorrUL，当XCorrMax<ThXcorrUL时，表示用户U₁和U₂的上行信道相关性较小，满足上行信道配对的条件，上行可以匹配进行空分多址接入；反之，即当XCorrMax≥ThXcorrUL时，则表示用户U₁和U₂的上行信道相关性过大，不能匹配进行空分多址接入。

综上所述，在本实施例中，以子载波为单位，根据用户对应的归一化后的导频信道估计的8帧平均值，求得两用户间的互相关程度，确定用户间的互相关程度较小时，两用户间上行信道可以匹配进行空分多址接入。

实施例二

参见图2，其是本发明实施例二提供的空分多址接入用户匹配方法的流程示意图。本实施例与实施例一提供的空分多址接入用户匹配方法的主要区别与联系在于，在方法的第一实施例的基础上，即在用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入的前提下，增加了对下行信道匹配进行空分多址接入的判断过程的内容。

该空分多址接入用户匹配方法，在实施例一的方法基础上，增加的内容可以包括如下步骤：

S250：当用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入时，以子载波为单位，计算用户U₁和U₂间的零陷。

示例性的，在用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入的前提下，才计算用户U₁和U₂间的零陷，若上行信道状态不理想，也即上行信道不适合匹配进行空分多址接入，则不计算用户U₁和U₂间的零陷，也不进行下述的步骤S260、S270和S280。就是说下行信道配对要以上行信道匹配成功时，才可以进行下行信道配对的判决和零陷的计算。其中，用户U₁和U₂间的零陷可以分别按下式(3)和下式(4)计算得出。

WU₁NullWgt(k)＝(I-gPilotAvg2U₂(k)gPilotAvg2U₂(k)^H)gPilotAvg2U₁(k) (3)

WU₂NullWgt(k)＝(I-gPilotAvg2U₁(k)gPilotAvg2U₁(k)^H)gPilotAvg2U₂(k) (4)

其中，WU₁NullWgt(k)和WU₂NullWgt(k)均为8×4的矩阵，分别表示在子载波k上用户U₁抑制用户U₂和用户U₂抑制用户U₁的零陷，gPilotAvg2U₁(k)和gPilotAvg2U₂(k)分别为用户U₁和U₂在第k个子载波上的平均权重，I为8×8的单位矩阵。

S260：将零陷归一化。

示例性的，将上述用户U₁和U₂间的零陷WU₁NullWgt(k)和WU₂NullWgt(k)，分别进行归一化处理，分别得到归一化后的零陷值WU₁NullWgt(k)和WU₂NullWgt(k)，以方便后续的计算处理。

S270：根据归一化后的零陷，计算用户U₁和U₂对应的下行载波损失及下行载波干扰比。

示例性的，根据上述归一化后的零陷值，分别计算用户U₁和U₂对应的下行载波损失、下行载波抑制及下行载波干扰比。其中，载波损失代表用户的零陷对自身载波信号抵消后所剩余的部分的大小，载波抑制代表用户的零陷抵消其他用户载波信号后剩余部分的大小；下行载波干扰比为下行载波损失和下行载波抑制的比值。可以根据下式(6)、(7)、(8)、(9)和(10)分别计算用户U₁和U₂对应的下行载波损失，下行载波抑制和下行载波干扰比。

clossu₁＝abs(gPilotAvg1U₁^H*WU₁NullWgt) 式(5)

clossu₂＝abs(gPilotAvg1U₂^H*WU₂NullWgt) 式(6)

ilossu₁＝abs(gPilotAvg1U₂^H*WU₁NullWgt) 式(7)

ilossu₂＝abs(gPilotAvg1U₁^H*WU₂NullWgt) 式(8)

cirdlu₁＝clossu₁/ilossu₂ 式(9)

cirdlu₂＝clossu₂/ilossu₁ 式(10)

其中，clossu₁和clossu₂分别表示用户U₁和U₂对应的下行载波损失，均为4×4的矩阵，ilossu₁和ilossu₂分别表示用户U₁和U₂对应的下行载波抑制，均为4×4的矩阵；cirdlu₁和cirdlu₂分别表示用户U₁和U₂对应的下行载波干扰比，均为4×4的矩阵；WU₁NullWgt(k)和WU₂NullWgt(k)分别表示归一化后的子载波k上用户U₁抑制用户U₂和用户U₂抑制用户U₁的零陷值，符号“/”表示两矩阵对应元素相除。

S280：如果下行载波损失均大于预设载波损失阈值，及下行载波干扰比均大于预设载波干扰比阈值，则用户U₁和U₂的下行信道可以匹配进行空分多址接入。

示例性的，在分别计算用户U₁和U₂对应的下行载波损失及下行载波干扰比之后，还可以根据下式(11)、(12)、(13)、(14)分别将相应的下行载波损失及下行载波干扰比转换成对应的dB形式，以便进行后续处理。

CLossDLU₁＝20*log10(mean(clossu₁[1,0],clossu₁[0,1],clossu₁[2,1],& 式(11)

&clossu₁[1,2],clossu₁[3,2],clossu₁[2,3]))

CLossDLU₂＝20*log10(mean(clossu₂[1,0],clossu₂[0,1],clossu₂[2,1],& 式(12)

&clossu₂[1,2],clossu₂[3,2],clossu₂[2,3]))

CIRU₁＝20*log10(mean(cirdlu₁[1,0],cirdlu₁[0,1],cirdlu₁[2,1],cirdlu₁[1,2],& 式(13)

&cirdlu₁[3,2],cirdlu₁[2,3]))

CIRU₂＝20*log10(mean(cirdlu₂[1,0],cirdlu₂[0,1],cirdlu₂[2,1],cirdlu₂[1,2],& 式(14)

&cirdlu₂[3,2],cirdlu₂[2,3]))

其中，CLossDLU₁和CLossDLU₂分别表示用户U₁和U₂对应的下行载波损失的dB形式，CIRU₁和CIRU₂分别表示用户U₁和U₂对应的下行载波干扰比的dB形式，clossu₁[1,0]表示矩阵clossu₁的第二行第一列的元素的值，clossu₁[0,1]表示矩阵clossu₁的第一行第二列的元素的值，后续的其他类似的22个参数同理类推，符号“﹠”表示公式换行。

在将相应的下行载波损失及下行载波干扰比转换成dB的形式之后，将相应的下行载波损失与预设下行载波损失阈值ThCLossDL进行比较，将相应的下行载波干扰比与预设下行载波干扰比阈值ThCIR进行比较。如果同时满足CLossDLU1>ThCLossDL、CLossDLU2>ThCLossDL、CIRU1>ThCIR和CIRU2>ThCIR，则用户U₁和U₂的下行信道可以匹配进行空分多址接入；如果四个条件中有一个或多个不被满足，则用户U₁和U₂的下行信道不可以匹配进行空分多址接入。

综上所述，在本实施例中，在确定上行匹配空分多址接入成功后，以子载波为单位，计算用户间的零陷，根据归一化后的零陷计算用户对应的下行载波损失和下行载波干扰比，再将相应的下行载波损失与预设下行载波损失阈值进行比较，相应的下行载波干扰比与预设下行载波干扰比阈值进行比较，确定用户间下行信道是否可以匹配进行空分多址接入。

以下为本发明实施例提供的空分多址接入用户匹配系统的实施例，该实施例与上述空分多址接入用户匹配方法的实施例属于同一构思，空分多址接入用户匹配系统的实施例中未详尽描述的细节内容，可参考上述空分多址接入用户匹配方法的实施例。

实施例三

参见图3，其是本发明实施例三提供的空分多址接入用户匹配系统的架构示意图。本实施例与实施例一提供的空分多址接入用户匹配方法相对应。

该系统包括：预设帧平均值计算单元310、预设帧平均值归一化单元320、最大互相关值归一化单元330和上行信道空分多址接入匹配单元340。其中：

预设帧平均值计算单元310，用于以子载波为单位，计算用户U₁和U₂对应的导频信道估计的预设帧平均值；

预设帧平均值归一化单元320，用于将所述预设帧平均值归一化；

最大互相关值计算单元330，用于根据所述归一化后的预设帧平均值，计算所述用户U₁和U₂各子载波间的最大互相关值；以及

上行信道空分多址接入匹配单元340，用于如果所述最大互相关值小于预设互相关阈值，则所述用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入。

综上所述，在本实施例中，可快速确定用户间的上行信道是否可以匹配进行空分多址接入。

实施例四

参见图4，其是本发明实施例四提供的空分多址接入用户匹配系统的架构示意图。本实施例与实施例二提供的空分多址接入用户匹配方法相对应，本实施例的空分多址接入用户匹配系统，在实施例三的系统的基础上增加了对下行信道匹配判断的内容。

该系统在实施例三的系统的基础上增加的内容包括：零陷计算单元450、零陷归一化单元460、下行载波损失及下行载波干扰比计算单元470和下行信道空分多址接入匹配单元480。其中：

零陷计算单元450，用于当所述用户U₁和U₂的上行信道可以匹配进行空分多址接入时，以子载波为单位，计算所述用户U₁和U₂间的零陷；

零陷归一化单元460，用于将所述零陷归一化；

下行载波损失及下行载波干扰比计算单元470，用于根据所述归一化后的零陷，计算所述用户U₁和U₂对应的下行载波损失及下行载波干扰比；以及

下行信道空分多址接入匹配单元480，用于如果所述下行载波损失均大于预设载波损失阈值，及所述下行载波干扰比均大于预设载波干扰比阈值，则所述用户U₁和U₂的下行信道可以匹配进行空分多址接入。

综上所述，在本实施例中，可快速确定用户间的上行信道是否可以匹配进行空分多址接入。同时，在上行匹配成功的前提下，可快速确定用户间的下行信道是否也可以匹配进行空分多址接入。

本发明实施例的技术方案中，利用用户子信道结构中的导频对信道特性的估计作用，反映出不同用户上行信道特性的相关程度。根据上行信道特性的相关程度，对用户进行上行信道空分多址接入匹配。在此基础上，再以用户能够通过Nulling(零陷)算法，尽可能多地消除其他用户载波信号对自己造成的干扰，同时对自身载波信号的消除尽可能少为依据，对用户进行下行信道空分多址接入匹配。

以上所述仅为本发明的部分实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明在具体实施方式上可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。