使用量化符号的信号处理的制作方法

本发明涉及使用量化符号来处理信号的方法。更确切地说，本发明涉及量化所接收的信号的原始符号和信道状态信息值，以产生用于计算软位的序列的量化符号的序列和量化信道信息值的序列。

背景技术：

由一个或多个发射器发射且由一个或多个接收器接收的信息的数字通信通常需要专门的信令方法。一个此类实例是被称为OFDM的正交频分复用，所述正交频分复用使用频分复用后的信号来载送数据，所述信号在信道中传送。

为减轻在用于传送信号的信道内的噪声和衰落的影响，通常将前向纠错技术与信号的频率和/或时间交织一起使用，以提供冗余且增加信号的稳健性，如下文将解释。

由于由来自信号路径中的例如建筑物等障碍物的信号的衍射或反射导致的多径效应，用于传送信号的信道的质量可能发生改变，尤其是在无线通信协议和信道的情况下。对于无线信号，取决于所反射信号是相干地还是反相地叠加，所接收的信号可以在良好的信道中，其中信号良好地表示所发送的信号；或在深度衰落的信道中，其中信号在从来源行进到接收器时发生衰减，和/或发生相移。为克服不良的深度衰落信道的消极影响，无线系统被设计成将冗余插入在所发射的信号中，使得可以在接收器侧重构衰减的信号。如上文所提到，此插入操作通过使用信道译码来进行，所述信道译码例如是卷积译码、涡轮译码或低密度奇偶校验(LDPC)码等。

通常，当发送信号时，首先用信道译码器(例如，FEC(前向纠错)区块或编码器)来对各位进行编码，且插入冗余位。接着，通过交织器 区块在不同时间和频率的信号上交织这些位，使得这些位经历译码块中的不同信道。随后调制这些位且经由例如无线信道发送这些位。在接收器侧，对所发射的位进行解调，且以似然概率的形式计算每个位的可靠性信息，即，所接收的位的值(例如，针对数字信号)是特定值。此信息可以被认为是软位。此类软位的一个实例是对数似然比(LLR)，所述对数似然比取决于其值提供所接收的位具有一个值或不同值的似然度。在无线通信实例中，LLR可以由接收器用来确定所接收的位的值是0或1(针对数字信号)的似然度。取决于例如应用和/或无线系统，LLR可以具有不同的分辨率。解交织器区块随后可以使LLR对准对应的所接收的位，补偿(或反转)在发射器侧的交织器的操作，且将所接收的位的补偿值馈送给FEC解码器以进行处理。

信道条件可以取决于发射器和接收器的位置并且还由于在信号路径的线路中的障碍物的变化而改变。例如，由移动中的汽车所接收的信号的信道可以取决于汽车相对于其周围环境的位置而改变。此类变化难以预测且可以被视为是随机的。相应地，每个信道可以是具有变化的信道条件的随机变化信道。由于信道条件的此可能变化的性质，为使信道译码更加稳健地抵抗衰落效应，交织编码位，使得在该情况下经历类似的信道条件的位，例如，经历良好的信道或衰落的信道的位，全都展开在信道码的不同部分上，使得可以更有效的方式校正这些位。因此，交织在无线通信系统中起到重要的作用。随着交织器区块的尺寸增加，系统变得更加稳健地抵抗衰落效应。

为克服无线信道的衰落效应，数字音频广播(DAB)标准将交织器尺寸选择为384ms。因此，解交织器区块需要在384ms的持续时间期间将LLR存储在例如闪存存储器等存储器内，使得所述解交织器区块可以正确地将LLR馈送给FEC解码器。每一标准具有其自身对交织尺寸的设计选择。随着交织器的尺寸增加，待存储的软位的数目增加，从而在需要将位存储在接收器上时产生较大的存储成本。

交织器/解交织器存储器通常在用于无线接收器的集成电路区域内具有较大的实施成本。相应地，如果选择较大交织尺寸，那么此选择增 加接收器的成本。减少交织器/解交织器存储器的存储成本需求(即，闪存存储器或随机存取存储器或其它形式的存储器的尺寸)的一个常规方式是减少用于表示LLR的位数。然而，随着用于表示LLR的位的数目减少，FEC解码器工作效率变低，校正较少的错误位，从而减小接收的可靠性。因此，例如在DAB接收器中，收听者听到较低质量的音频信号，或在数字视频广播(例如，第二代)(DVB-T2)接收器中，观看者体验到更多的视频帧差错。

在常规接收器中，LLR产生为存储在接收器的存储器中的地址处的字。这些字具有以N位测量的字宽度。相应地，LLR的字以N位存储和读取、解交织、且仍以N位精确度馈送到FEC解码器。因此，直到LLR被FEC解码器使用时，LLR的精确度才发生改变。

作为另一调制协议的实例，位交织译码调制(BICM)广泛用于无线系统(例如数字无线电、TV广播、WiFi、蜂窝和卫星系统)以及有线系统中，以克服在无线/有线信道中的噪声和衰落的消极影响。这些位在发射器侧被编码、交织且映射到符号，而在接收器侧进行解调、解交织和解码。为实现更高的数据速率，使用更大的星座图尺寸，例如，在ISDB-T/IEEE 802.11a/g中的64正交振幅调制(QAM)、在DVB-C2中的4096QAM。

在使用64QAM及更大的尺寸等较大星座图尺寸的情况下，将存储/传送每符号的LLR所需的存储空间/速度与每符号发射的位数相乘，例如，64QAM需要的存储空间或带宽是二进制相移键控(BPSK)调制的6倍。

在常规分布的接收器系统中，所分布的接收器计算每个位的LLR且将此信息发送到主处理单元，所述主处理单元执行解交织和FEC解码。在此情况下，每个接收器需要到主处理单元的具有最小数据速率(N×T×1/r)的数据链路，其中N是LLR的分辨率，T是既定被解码的数据的净处理量且r是FEC译码速率。

尽管分布式接收系统未必具有与存储器存储LLR值的成本相同的问题，但必须将每个所计算出的LLR发送到主处理单元以用于解交织和 解码。由于与主处理单元交换数据所需的带宽，上述操作具有成本。相应地，随着符号大小和速率增加，带宽要求也增加。因此希望最小化此带宽利用率。

本发明通过以减少用于常规接收器和/或分布式接收器的(解)交织器存储器的存储成本以及使分布式接收器减少用于数据交换的带宽成本(例如，LLR)为目标，而旨在帮助解决以上所识别出的问题中的至少一些问题。如上文所提到，存储成本与存储数据所需的交织器的尺寸有关，而减少带宽成本与符号大小(星座图)和符号分配率有关。对于这两种情形，需要对数据(例如LLR)的有效表示。

本发明以比常规技术更有效的方式表示数据，例如LLR，使得此数据的存储成本或发射成本减少。在一些情况下，这可能在存储器上产生减少的成本，或在将数据发送(例如)到另一系统以用于信道解码时产生减少的带宽需要。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种处理信号的方法，所述方法包括以下步骤：接收包括多个原始符号的信号，每个原始符号具有多个位，且在信道中被传送；估计用于传送每个原始符号的信道的信道状态信息值以产生相对应的多个信道状态信息值；基于多个原始符号的信道状态信息值来量化多个原始符号以产生量化符号的序列；量化信道状态信息值以产生量化信道状态值的序列；以及基于量化符号的序列和量化信道状态值的序列来计算软位值的序列。

在实施例中，量化多个原始符号的步骤可以包括以下步骤：将原始符号量化成多个量化区间，每个量化区间具有等于信道状态信息值的分数的宽度。每个量化区间的宽度可以是在各量化区间之间均匀的，或可以在各量化区间之间使用非均匀宽度。作为实例，均匀量化区间的宽度可以等于信道状态信息值的单一分数。作为另一个实例，非均匀量化区间的宽度可以等于信道状态信息值的若干分数，使得第一区间具有等于信道状态信息值的一个分数的宽度，第二区间具有等于信道状态信息值 的第二分数的宽度等。

通过根据信道状态信息值的分数因子来限定量化区间的宽度，可以在不需要预计或存储较大范围的原始符号值的情况下限定量化区间的数目。如上文所提到，较大交织器尺寸在量化之前需要较大的存储成本来存储所接收的符号信息。通过基于信道状态信息值进行量化，可以减少存储要求。这同样适用于例如发射数据的分布式系统。通过基于信道状态信息值来量化原始符号，并且将此信息发送到中央单元以用于软位计算而非在每个接收器中计算软位，可能需要比发送所有软位值更低的带宽。

通过在计算软位值(例如LLR)之前量化原始符号，由于仅需要存储关于每个量化符号在哪一个量化区间中的信息以及量化信道信息，而不需要存储每个原始符号的值和其信道状态信息值，所以可以减少装置的存储成本和/或发射成本。在随后的位解交织期间，此方法还可以允许在将软位(例如)发射到分布式接收器系统中的主处理单元之前或在装置使用软位之前按需要产生软位(例如LLR)，而非必须基于所有所接收的原始符号产生软位。

量化区间的宽度可以是非均匀的。这可能允许根据信号具有最大概率之处来修改量化区间的宽度。

在实施例中，可以存储量化符号的序列和/或量化信道状态值的序列。另外或替代地，可以将量化符号的序列和/或量化信道状态值的序列发射到模块以用于进一步处理。该模块可以是分布式接收器系统中的主处理单元。

在实施例中，每个量化区间都可以具有量化值，且取决于为信号选择的调制，区间的量化值的动态范围可以是相对应的信道的幅值的按比例缩放版本。通常，符号可以量化成具有量化值的动态范围的多个量化区间。在实例中，量化值的范围可以是信道的幅值范围的按比例缩放版本，且可以取决于为信号选择的调制。调制可以是被称为QAM的正交振幅调制方案，例如8QAM、16QAM、32QAM、64QAM或128QAM；或是被称为MPSK的多频相移键控方案。这提供一种基于信道内包含的 信息来提供量化值的范围或区间(可以将符号量化成所述区间)的方式，所述信息可以在先前步骤中通过该方法确定。

在实施例中，量化多个信道状态信息值的步骤可以包括以下步骤：将信道状态信息值量化成多个信道量化区间，每个信道量化区间具有表示一个或多个信道状态信息值的宽度。如上文所提到，信道量化区间的宽度可以是非均匀的。

信道状态信息可以取决于码率、信道的平均幅值和信道的相位以及工作信噪比(SNR)以及信道和信号信息的最近历史中的一个或多个因素来量化。

在另外的实施例中，量化多个原始符号和信道信息的步骤可以进一步包括以下步骤：在符号的量化之前，使用原始符号的信道信息值的复共轭来均衡原始符号。这样做可以进一步减少量化值的所需范围和在量化步骤中所需的步骤。

软位值可以是为每个位计算的LLR。

在时间和/或频率变化的信道中，LLR还可能取决于信道状态。对于符号的每个位，可以确定LLR。LLR的值可以取决于所接收的符号和信道的(实际)状态。符号信息和信道状态信息可以被量化且被用作用于计算软位值(例如LLR)的序列的输入。软位值可以表示原始符号和与量化区间相对应的信道状态的总体，原始符号量化成所述量化区间。

如上文所提到，在使用解交织器对量化符号的序列和量化信道状态值的序列进行时间/频率解交织之前，可以将该量化符号的序列和该量化信道状态值的序列存储在存储器中。如果例如使用接收器的分布式网络，那么这样做可能是有用的。

在分布式网络中，每个分布式接收器可以接收公共发射信号，但每个分布式接收器所接收的信号可能已经经历不同的信道状态。每个分布式接收器接着可以基于由分布式接收器所接收的信号来确定量化符号的序列和量化信道状态值的序列。这些量化序列接着可以提供给中央单元以用于计算软位值的序列，例如LLR。

一旦计算出LLR，就可以将LLR提供到其中可以进行位解交织的 位解交织器。接着可将来自位解交织器的输出提供到其中可以进行前向纠错的前向纠错区块。相应地，接着可从前向纠错区块输出解码位流。

将LLR提供到位解交织器的步骤可以进一步包括以下步骤：产生所请求的LLR的地址，且从存储器读取相对应的量化符号和量化信道信息，且通过使用量化符号和量化信道信息来计算所请求的LLR。这样做可被视为按需要计算所请求的数据，例如LLR。

高速缓冲存储器可以被提供为另一存储器，该另一存储器用于存储先前存取的量化符号和信道信息，以用于以较少的存取次数存取相同的信息，所述信息将被用于计算符号中的其它LLR。

根据本发明的第二方面，提供一种用于被配置成处理信号的接收器的集成电路，该集成电路被配置成：根据第一方面的方法来处理信号。

根据本发明的第三方面，提供一种包括一个或多个接收器的通信系统，每个接收器被配置成接收包括多个原始符号的信号，每个原始符号具有多个位且在信道中传送，所述接收器包括：信道估计器模块，该信道估计器模块用于估计用于传送信号的信道的信道状态信息值；符号量化模块，该符号量化模块用于基于多个原始符号的信道状态信息值来量化多个原始符号以产生量化符号的序列；以及信道量化模块，该信道量化模块用于量化信道状态信息值以产生量化信道状态的序列。

在实施例中，该系统可以进一步包括中央单元，该中央单元被配置成从一个或多个接收器中的每一个接收器接收量化符号中的一个或多个量化符号以及量化信道状态中的一个或多个量化信道状态，其中中央单元包括：处理器，该处理器用于从一个或多个接收器产生量化符号中的所接收的一个或多个量化符号的组合量化符号，且用于从一个或多个接收器产生量化信道状态值中的所接收的一个或多个量化信道状态值的组合量化信道状态值；软位模块，该软位模块用于基于组合量化符号和组合量化信道状态值来产生软位值；以及解交织器模块，该解交织器模块用于对组合量化符号和组合量化信道状态进行解交织。

处理器可以通过确定量化符号中的所接收的一个或多个量化符号的加权和来产生组合量化符号。处理器还可以通过取个别的信道状态值 的平方幅值的总和的平方根来产生或单独地产生组合量化信道状态值。

根据本发明的另一方面，提供一种包括一个或多个接收器的通信系统，这些一个或多个接收器中的至少一个接收器具有如第二方面中所限定的集成电路。

另外，所提出的方面可以应用到不同的调制尺寸，例如，二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、M-正交振幅调制(M-QAM)、M-相移键控(M-PSK)以及这些调制的不同版本。

所描述的方面在具有较大交织器存储器的无线通信系统中可能是有益的，所述无线通信系统例如是数字无线电装置、TV标准和卫星通信系统。所提出的方面可以减少此类接收器的存储要求。

另外，所提出的方面在其中需要将LLR发送到主处理单元以进行进一步处理的系统中可能是有益的。此系统的实例是分布式接收器架构，其中分布式从接收器仅产生量化符号和信道状态并将这些量化符号和信道状态发送到主处理单元以进行进一步处理。更加具体的实例是汽车中的分布式智能运输系统(ITS)接收器，其中分布式接收器芯片可以将量化信息发送到彼此以进一步组合这些信息，使得接着可计算表示较好可靠性的LLR，而非根据个别的量化信息来计算LLR。

此类方法可适用的另一系统是具有例如在物联网装置或医疗装置(例如助听器)中的物理尺寸约束的低功率无线电装置。如上文所论述，具有交织器的FEC可以帮助改进此类装置中的接收质量。然而，这些具有交织器的FEC增加这些装置的存储成本。所提出的方法旨在减少此类装置的存储成本。

可提供一种计算机程序，所述计算机程序当在计算机上运行时，使得计算机配置包括本文所公开的电路、控制器、传感器、滤波器或装置的任何设备或执行本文所公开的任何方法。计算机程序可以是软件实施方案，且计算机可以被认为是任何适当的硬件，包括作为非限制性实例的数字信号处理器、微控制器，以及在只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、闪存存储器或芯片中的实施方案。软件实施方案可为汇编程序。

计算机程序可以在计算机可读媒体上提供，或可以实施为瞬态信号，所述计算机可读媒体可以是物理计算机可读媒体，例如光盘或存储器装置。此瞬态信号可以是网络下载，包括互联网下载。

将通过下文中所描述的实施例清楚并且参考这些实施例阐明本发明的这些以及其它方面。

附图说明

将参考图式仅通过举例来描述实施例，其中

图1是概述通过常规接收器处理所接收的信号的示意图；

图2是概述通过常规分布式接收器系统处理所接收的信号的示意图；

图3是概述根据本发明的实例由接收器处理所接收的信号的示意图；

图4是根据本发明的替代实例用于由接收器处理所接收的信号的布置；

图5是根据本发明的另一实例用于由接收器处理所接收的信号的另一替代布置；

图6是图5中示出的布置的修改；

图7是概述根据本发明的实例由一布置处理所接收的信号的示意图；

图8a是所接收的64QAM调制的符号的同相或正交分量的表示；

图8b是均衡后的所接收64QAM调制的符号的同相或正交分量的表示；

图9是具有64QAM调制的常规译码的AWGN信道的接收性能；

图10是具有64QAM调制的常规译码的瑞利衰落信道的接收性能；以及

图11是根据本发明在瑞利衰落信道中针对具有分配到信道状态信息的不同数目的位的量化符号的接收性能。

应注意，图式是图解说明且未按比例绘制。为在图式中清楚且便利， 这些图的各部分的相对尺寸和比例已示出为在大小上放大或减小。相同的附图标记一般用于指代在修改后且不同的实施例中的相对应的或相似的特征。

具体实施方式

图1示出常规接收器100。在常规接收器100中，通过接收器100接收包括多个原始符号的信号r102。每个原始符号自身包括多个位且原始符号在信道中传送。在示出的实例中，信道是基于针对特定时间间隔所估计的信道频率传递函数的无线信道。然而，应了解，可以使用信道的其它已知定义，例如，在信号102的发射器和接收器100之间的物理链路。通过均衡器和解调器模块104接收信号102，所述均衡器和解调器模块104均衡且解调所接收的原始符号。描述用于传送信号102的信道的信道信息106的估计值通过信道估计器108来确定。针对每个位，计算被称为LLR的对数似然比110。LLR 110以位长度N产生，使得这些LLR随后以N位存储在存储器112中且随后以N位读取。在需要时，将N位LLR 110提供到时间或频率位解交织器114。随后对LLR进行解交织且以N位精确度将这些LLR反馈到FEC解码器116以产生解码位118。因此，直到FEC解码器使用LLR 110时，LLR 110的精确度才发生改变。对于64QAM调制的符号，针对每6个信息位产生6个LLR，且将这些LLR存储在存储器中并对其进行解交织。

图2示出利用图1的接收器的常规分布式接收140。在如图2中的常规分布式接收中，分布式接收器150、150’、…、150^n-1、150ⁿ各自在每个分布式接收器150、150’、…、150^n-1、150ⁿ内的解调器154处接收信号152、152’、…、152^n-1、152ⁿ。由解调器154接收的信号示出为公共信号152，然而，取决于发射器和接收器之间的条件，例如障碍物，在其上传送信号的信道可能具有不同的强度或值。每个接收器150的解调器154针对由对应的解调器154接收的信号152来计算每个位的LLR160，且将此信息发送到主处理单元170。主处理单元170包括存储器172、解交织器174以及FEC解码器176。主处理单元170校对且叠加从接收 器150接收的每个位的LLR 160，且随后对LLR进行解交织，且提供这些LLR以用于FEC解码和解码位180的产生。

不同于单一接收器情况，对于分布式接收140，当针对每个所接收的信息位从每个贡献接收器150叠加LLR时，LLR 170的精确度可能发生改变。在此类情况下，将所得求和后的LLR值用作到FEC解码器176的输入。在此情况下，每个接收器通常具有到主处理单元170的具有最小数据速率(N×T×1/r)的数据链路，其中N是LLR的分辨率，T是既定被解码的数据的净处理量且r是FEC译码速率。

大部分通信和广播标准具有作为单独的交织区块交织的位/符号/时间/频率，例如，ISDB-T标准。符号/时间交织作用于调制的符号，且这些调制的符号被设计成利用在较长持续时间上的信道变化。因此，这些调制的符号需要相当大的存储器大小。来自相同符号的LLR是相关的，因为使用相同的信道和所接收的信号来计算LLR。

图3概述根据本发明的用于处理信号的步骤。将包括多个原始符号的所接收的信号202r提供到系统或装置，这些原始符号各自具有多个位且在信道中传送。所接收的信号202的信道状态信息值206h通过信道估计器模块208确定，且随后随所接收的信号202被提供到信道量化器210和符号量化器212。信号202和信道状态信息值206用于产生多个量化符号214r_q，同时信道状态信息值206还用于产生量化信道状态值216h_q。随后，在将量化符号和量化信道状态值从存储器调用到时间/频率符号解交织器222之前，将量化符号和量化信道状态值存储在存储器220中。对压缩信息(即，量化符号和量化信道状态信息值)进行解交织操作。在随后由位解交织器230进行位解交织之前，在模块226中通过使用压缩信息214、216来产生或计算原始符号的位的LLR 228。随后将LLR 228馈送到位解交织器230和FEC解码器234中以产生解码位流240。

图4示出另一实施例。在图4中，可以将类似的方法应用到均衡后的所接收的信号。均衡后的所接收的信号307通过将信号302提供到均衡器/解调器模块303而产生。还将所估计的信道状态信息值306提供到 均衡器/解调器模块303。随后可以通过组合信号302的原始符号与信道状态信息值306的复共轭来得出均衡后的所接收的信号307而产生均衡后的信号。均衡符号量化器312和信道量化器310随后量化均衡后的符号和信道状态信息值306，如上文关于图3所描述。产生均衡后的量化符号314的序列，连同量化信道信息状态值316的模数的序列。如关于图3所描述，提供存储器320、时间/频率符号解交织器322、位解交织器330以及FEC解码器334。在此实例中，在位解交织330和产生解码位340之前，在模块326中使用均衡后的量化符号314的序列和模量化信道状态信息值316的序列来计算每个位的LLR 328。

用于处理信号的替代的配置选择通过组合压缩均衡信号的解调和位解交织步骤来减小位解交织器尺寸，如图5所示。相应地，图4的区块326和330，或区块226和230或图3在基于单一地址产生的位解交织器模块427内组合。通过使用此方法，并不将个别的LLR 428存储到存储器，而是将压缩均衡符号和信道状态信息值存储到存储器。当基于地址产生的位解交织器427请求具有特定的位指示符的LLR信息时，从存储器322读取相关的均衡后的原始符号和信道状态信息值，且在运行中产生LLR 428以发送到FEC解码器434。因为对于M-QAM符号，相同的信息将被需要log₂(M)次，所以高速缓冲存储器468还可以用于更快地存取信息，如图6中示出。对于图5和图6两者，将所接收的信号302提供到均衡符号量化器312和信道估计器模块308。随后将所确定的信道状态信息值306提供到信道量化器310和均衡符号量化器312两者。随后产生量化符号314和量化信道状态信息值316且将其提供到存储器模块320。如关于图3所描述，还提供时间/频率符号解交织器322和FEC解码器434。

图7简单地呈现分布式接收器架构500，其中多个分布式接收器501具有通过不同信道对相同数据的多个观测结果。每个分布式接收器压缩所接收的信号502、502′r以及信道信息506、506’，且经由有线或无线连接将压缩信息发送到中央单元550，该压缩信息示出为量化均衡符号514、514’和模量化信道信息516、516’。共同接收的信号是由分布式接 收器架构500中的所有接收器501所接收的信号，然而，每个接收器很可能已经历不同质量的信道(即，良好信道或深度衰落信道等)。中央单元550使用加权求和模块570将压缩数据组合成单一组合信道566和单一接收信号564，且对组合信道566和组合信号564进行其余处理。组合信号564可以从所接收的均衡后的符号的加权和确定。组合信道可以通过取个别信道状态值516的平方幅值的总和的平方根来确定。

确切地说，组合信道566和组合信号564在被供应到时间/频率符号解交织器574之前被存储在存储器572中。将解交织符号流575提供到计算模块580，其中从组合信道566和组合信号564计算LLR 588。第二位交织器590基于LLR 588来对位进行解交织，且将此信息592供应到FEC解码器594。随后可以确定且输出解码位流596。此分布式方法大大减少将关于所接收的信号502或随后产生的LLR 588的信息从分布式接收器501发送到中央单元550所需的带宽。

相应地，在所提出的方法中，一个挑战是找到量化所接收的信号或均衡后的所接收信号的有效方式。在实例中，所接收的信号是64QAM调制的符号(例如，s)的按比例缩放版本与信道(例如，h)以及加性噪声因子(例如，n)的有噪声观测结果。

r＝hs+n

这在图8a和8b中示出。采用非归一化功率，那么s，即原始符号将具有在信号的同相(I)正交(Q)部分中的值{-7，-5，-3，-1，1，3，5，7}中的一个值。忽略噪声n，所接收的信号将具有作为I和Q部分的值{-7h，-5h，-3h，-h，h，3h，5h，7h}610中的一个值。如果信号被均衡，那么所接收的信号将具有值{-7|h|²，-5|h|²，-3|h|²，-|h|²，|h|²，3|h|²，5|h|²，7|h|²}620中的一个值。信道随后取决于通信链路采用不同的值。如果在发射器和接收器之间存在非常强的视距(LOS)，那么信道表现为几乎仅具有相位失真。然而，如果不存在LOS，那么信道将表现为瑞利衰落信道，且将具有相位和幅值失真两者。幅值通常具有相当大的动态范围，例如30到40dB。因此，为能够直接地量化所接收的信号，需要能够量化非常大的动态范围，且使用大量的位来表示所接收的信号r， 或均衡后的所接收的信号r_eq，如上文所描述。

当还考虑噪声时，所接收的信号的动态范围变成更大。通过利用信道状态信息h或|h|²，可以使用用于所接收信号的或均衡后的所接收的信号的有效量化/压缩方法。必须确定压缩和量化步长的适当的范围。可以使用信道/信道幅值平方的按比例缩放版本来限定待压缩的动态范围。例如，对于64QAM，限制所接收的信号的动态范围允许使用-7h到7h且将h/2用作量化步长。例如，通过将所接收的信号以29个层级表示为h2的倍数，例如，r_q＝ml*h/2，其中ml是来自[-14，-13，…13，14]的层级信息，取决于待使用的位的总数目，可以修改量化步长Δ_r＝α.h和动态范围。在此情况下，α是标量因子，例如1/2，且h是信道。因此，标量因子α选择层级的数目，使得当位增加时，α减小。

替代地，为量化均衡后的所接收的信号，我们选择具有29层级的从-7|h|²到7|h|²的动态范围，其中|h|²/2作为量化步长，例如，r_eqq＝ml*|h|²/2，其中m再次作为来自[-14，-13，…13，14]的层级信息。信道状态信息值通常取决于码率和平均信道幅值以及相位和工作SNR来量化。通过选择首先对所接收的信号进行相位补偿，仅有必要量化实际信道值|h|。对于均衡后的所接收的信号的情况，|h|^2通过均匀或非均匀地量化|h|来量化且可以通过均匀或非均匀地量化|h|来量化，例如，|h_q|＝m2*Δ_h，其中m2是层级信息且Δ_h是被选择用于量化信道幅值的量化步长。Δ_h值可以根据预期的/所估计的信道动态、工作SNR等来调适。

在量化所接收的信号和信道之后，通常存储此信息，例如，ml，m2以及公共Δ_r和Δ_h，且对该信息执行交织操作。仅在位交织之前，通过使用常规的解调器与输入r_eqq和|h_q|²来产生LLR。将r_eqq计算为r_eqq＝ml^*α(m2^*Δ_h)²。随后可以使用解压缩/近似的r_eqq和|h_q|²＝(m2^*Δ)²来计算LLR。

因此对于64QAM调制的符号，仅需要存储每个符号的ml和m2信息。假设将29个层级用于量化均衡后的所接收的信号的I和Q部分，且将8个层级用于信道信息，那么有必要总共存储大致(2×5+3)＝13位，而非6×5＝30位，从而在数据(例如LLR)的存储器存储要求方面 产生超过50％的节约。

当使用常规的均匀量化方法时，接收性能变得更糟，因为每LLR的位数减少。这在图9和10中分别针对AWGN信道702和瑞利衰落704信道示出，这两个信道都以位速率1/2和多项式[133171]进行卷积编码，且示出对应于平均信噪比708的位误码率706。当应用常规方式的均匀量化时，即，当通过改变LLR的位长时，性能的损失相对于浮点性能来说较明显。可以看出，性能从浮点性能710、710’开始减损。

在图11中，所提出的用于64QAM调制且卷积译码的系统(具有译码率1/2和如瑞利衰落信道中的[133 171]的多项式)的量化方法的性能示出为具有对应于平均信噪比808的位误码率806。可以观测到，即使在将信息压缩成2位信道状态信息(CSI)和10位所接收的信号的量化值(因此总共12位)86的情况下0，该性能也不会变得比在10^-4的BER处的浮点LLR性能810差超过0.7dB。这给出净2位/LLR的使用。注意，以常规方式使用2位/LLR的性能产生相对于浮动性能710的约1.6dB损失。因此，当将总共12位用于表示LLR值时，所提出的方法相对于常规方法提高了约0.9dB的性能。将所使用的位的总数目增加到15，我们接近浮点LLR性能810，例如，小于0.1dB损失，这可仅通过常规方法中的5位/LLR 720实现。因此，为实现非常接近理想情况的性能，在当前方法中仅必需花费15位，而非在常规方法中的5×6＝30位。这在需要将LLR存储在存储器中的情况下在存储器大小方面产生50％的节约；或在需要将LLR发送到另一节点以进行进一步处理的情况下在数据处理量方面产生50％的减少。如840、850和860中所示降低所使用的位的总数目还比典型的LLR位长度减少对性能提供更少的影响。

如果一些原始符号经历非常相关的信道，如在缓慢变化的信道或平衰落信道中，或者经历在OFDM系统中在时间和频率上连续的子载波，那么表示信道状态信息的开销可以减少。选择表示经历类似信道失真的所接收的信号的区块的信道状态可以有助于上述情况。

另一延伸可以是分析接收器所经历的信道的动态范围，且在信道的动态范围较大时将更多的位分配给信道信息，且在信道的动态范围受到 限制时(如在加性高斯白噪声(AWGN)信道或具有强LOS分量的信道或平衰落信道中)将更少的位分配给信道信息。

所提出的方法在不同情形中是有益的。一个情形是具有大交织器存储器的使用大星座图尺寸(例如，16QAM、64QAM等)的无线通信系统，例如数字无线电装置、TV标准和卫星通信系统。所提出的方法可以减少此类接收器的存储要求。

第二情形将用于其中需要将来自较大星座图尺寸的LLR发送到主处理单元以进行进一步处理的系统。此系统的实例是分布式接收器架构，其中分布式接收器压缩所接收的信号和信道状态信息值，且将这些所接收的信号和信道状态信息值发送到主处理单元以进行进一步处理。更加具体的实例是在汽车中的分布式智能运输系统(ITS)接收器，其中分布式接收器芯片将其自身对所发射信号的观测结果发送到彼此，以进一步组合多个观测结果以获得对信号更可靠的接收。

此类方法可适用的另一系统是具有例如在物联网装置或医疗装置(例如助听器)中的物理尺寸约束的低功率无线电装置。具有交织的FEC有助于改进接收质量。然而，交织增加这些装置的存储成本。本发明描述减少此类装置的存储成本的方法。

另一应用是使用HARQ机制的通信装置。HARQ是以下机制，其中通过通信信道将相同数据的不同冗余发送到接收器，直到接收器可以成功地对数据进行解码。为获得最佳性能，接收器应该利用所有或大部分所接收的信号。如果接收器不能成功地对信号进行解码，那么该接收器存储此信息直到接收到新信息，例如，更多冗余位或这些位的重复，且接着组合现有信息与新信息以再次尝试对信号进行解码。因此，接收器需要相当大量的数据存储器来存储现有信息，直到接收到下一轮信息。本发明可以用于减少存储现有信息(例如，冗余位)所需的存储器大小。

上述方法还可以用作中继机制，所述中继机制用于将消息从协作/中继节点发送到既定接收器，例如物联网装置或传感器节点乃至移动电话等。

通过阅读本发明，技术人员将明白其它变化和修改。此类变化和修 改可涉及等效和其它特征，所述等效和其它特征已经在本文中已描述的特征的领域中被熟知，且可用作本文中已经描述的特征的替代或补充。例如，尽管通常参考无线信号，但技术人员将了解将本发明应用到非无线信号，尤其是利用交织的那些非无线信号。

尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中主张的本发明相同的发明或其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。

在单独实施例的情形中描述的特征也可以组合地提供于单一实施例中。相反，为了简洁起见，在单一实施例的情形中所描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合提供。申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。

为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除复数个，单一处理器或其它单元可满足在权利要求中叙述的若干构件的功能，且权利要求中的附图标记不应解释为限制权利要求的范围。