一种波束训练序列设计方法及装置与流程
本发明涉及通信领域，具体涉及一种波束训练序列设计方法及装置。
背景技术：
波束成形训练是指通过在发送端和接收端之间配置一个或多个天线，以在发送端和接收端之间发送波束训练序列来对发送端和接收端之间的通信信道进行信道估计，然后再利用该信道估计结果判断通信信道的通信性能。
在波束成形训练中，针对不同的通信信道场景(例如不同的通信信道的最大时延扩展，不同的信道绑定数以及不同的天线数所对应的不同的场景)将需要使用不同的波束训练序列来进行波束成形训练，而现有的波束训练序列设计方法所适用的通信信道场景非常有限，无法满足通信系统中各种不同的通信信道训练的需求，从而使得目前的波束训练序列设计方法具有局限性。
技术实现要素：
本发明实施例提供了一种波束训练序列设计方法及装置，以期可以使该波束训练序列应用于各种不同场景配置的通信信道。
第一方面，本发明实施例提供一种波束训练序列设计方法，包括：发送端生成nt个波束训练序列，其中，每个波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数，循环前缀的长度为所述l；发送端通过所述发送端的nt根发送天线向接收端发送所述nt个波束训练序列，其中，每根所述发送天线发送一个对应的波束训练序列。
从而实现了波束训练序列满足上述个件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
可选地，发送端生成nt个波束训练序列，包括：
发送端利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列，该m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域，该m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为正整数，所述zh域为h维度区域；
发送端基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，所述nt为发送端的天线数，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值；
发送端在所述nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列中的每一个golay互补序列前加入所述长度为l的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
可选地，发送端基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，包括：
发送端从m对长度为l的golay互补序列中获取nt对长度为l的golay互补序列；
发送端将nt对长度为l的golay互补序列中的每一对所述长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次，以得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
通过与正交矩阵相乘的方式可获得nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列，其中，l为信道最大时延tm对应的信号长度，并在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
可选地，发送端基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，包括：
发送端从m对长度为l的golay互补序列中获取
所述发送端将
通过与正交矩阵相乘的方式可获得nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列，其中，l为信道最大时延tm对应的信号长度，并在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
可选地，信道最大时延tm对应的信号长度l为：
可选地，信道的信道配置包括以下信道配置中的任一种：
若所述信道最大时延tm为72纳秒，信道绑定数cb为1以使所述rs为1.76g比特/秒，所述发送端的天线数nt为2、4或8；
信道配置为所述信道最大时延tm、信道绑定数cb以及所述发送端的天线数nt为以下参数取值的任一组合：
信道最大时延tm为72纳秒或300纳秒；
信道绑定数cb为1、2、3或4以使所述rs为1.76g比特/秒、3.52g比特/秒、5.28g比特/秒或7.04g比特/秒；
发送端的天线数nt为1、2、4或8。
可选地，该循环前缀为golay序列。
第二方面，本发明实施例提供一种波束训练序列设计装置，包含用于执行第一方面中的方法的模块。
第三方面，本发明实施例还提供一种波束训练序列设计装置，该装置中包括存储器、处理器和nt根发送天线，该存储器用于存储程序指令，该处理器被配置为支持该波束训练序列设计装置执行第一方面提供的波束训练设计方法中相应的功能。
第四方面，本发明提供一种计算机存储介质，用于储存为上述第三方面提供的网元所使用的计算机软件指令，其包含用于执行上述方面所设计的程序。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，发送端生成nt个波束训练序列，进而发送端通过发送端的nt根发送天线向接收端发送该nt个波束训练序列，接收端接收到上述nt个波束训练序列后，接收端的每根天线均根据上述nt个波束训练序列进行信道估计，获取nt×1个链路信道增益。其中，每个上述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，该nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数。实现了波束训练序列满足上述条件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的基于序列的信道估计方法的应用场景示意图；
图2是本发明实施例提供的一对golay互补序列示意图；
图3-a是本发明实施例提供的波束训练序列的brp帧结构示意图；
图3-b是本发明实施例提供的波束训练序列t/r结构示意图；
图4是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第一实施例流程示意图；
图5是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第二实施例流程示意图；
图6-a是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第三实施例流程示意图；
图6-b是本发明实施例提供的波束训练序列第一示意图；
图7-a是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第四实施例流程示意图；
图7-b是本发明实施例提供的波束训练序列第二示意图；
图7-c是本发明实施例提供的波束训练序列第二示意图；
图7-d是本发明实施例提供的波束训练序列第二示意图；
图7-e是本发明实施例提供的波束训练序列第二示意图；
图8是本发明实施例提供的波束训练序列装置的第一实施例结构示意图；
图9是本发明实施例提供的波束训练序列装置的第二实施例结构示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种波束训练序列设计方法及装置，以期可以使该波束训练序列应用于各种不同场景配置的通信信道。
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”和“第三”等是用于区别不同对象，而非用于描述特定顺序。此外，术语“包括”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
本发明实施例提供了一种波束训练序列设计方法，包括：
发送端生成nt个波束训练序列，其中，每个所述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，所述nt个golay序列相互正交，所述nt为发送端的天线数，所述l为信道的最大时延tm对应的信号长度，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述l为正整数；
所述发送端通过所述发送端的nt根发送天线向接收端发送所述nt个波束训练序列，其中，每根所述发送天线发送一个对应的波束训练序列。
本发明实施例中发送端通过生成与天线数、信道的最大时延以及信道绑定数相关的波束训练序列，从而使得本发明实施例的波束训练序列设计方法不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
首先参见图1，图1为本发明提供的基于序列的信道估计方法的应用场景示意图，本发明实施例可以适用于mimo多信道条件下的信道估计，也可以适用于单信道条件下的信道估计。
图1所示的mimo系统中，包括一个发送端和一个接收端，以发送端和接收端各包括2根天线为例，参加图1-a，发送端包括：发送天线m-1t和发送天线m-2t，接收端包括：接收天线m-1r和接收天线m-2r。
2个发送天线和2个接收天线之间共存在四个信道，分别为1-1(m-1t和m-1r之间的信道)、1-2(m-1t和m-2r之间的信道)、2-1(m-2t和m-1r之间的信道)和2-2(m-2t和m-2r之间的信道)。
在mimo系统中，一个发送天线发送的信号经信道传输后得到的目标信号可以被所有的接收天线接收到；例如，m-1t发送一源信号，该源信号通过1-1信道传输后得到的目标信号可以被m-1r接收到，通过1-2信道传输后得到的目标信号可以被m-2r接收到。
参见图2、图3-a和图3-b，图2是本发明实施例提供的一对golay互补序列示意图，图3-a是本发明实施例提供的波束训练序列的brp帧结构示意图，图3-b是本发明实施例提供的波束训练序列t/r结构示意图。
本发明实施例所提供的波束训练序列t/r序列为基于ieee802.11ad标准所采用的波束细化协议(beamrefinementprotocol，简称brp)帧结构进行设计的，如图3-a所示的，brp帧结构的波束训练trn域波束训练字段由n(n<17)个trn-unit组成，其中每个trn-unit分为ce和t/r两部分。现有技术中，ce由8个长度为128的golay互补序列(ga128、gb128)与其前后放置的循环前缀和循环后缀组成，可以满足72ns时延扩展范围内多径信道估计要求；如图1-d所示，t/r字段由4个长度为128的golay互补序列(ga128、gb128)与其前放置的循环前缀组成，从而可利用时域测量方法对信道进行粗略测量，也可以在频域对信道做出准确估计。但该波束训练序列仅可以满足72ns时延，并且只针对单输入单输出(singleinputsingleoutput，简称siso)下的信道场景，而对于更大时延以及多输入多输出(multipleinputmultipleoutput，简称mimo)的信道场景并未给出相应设计。本发明实施例基于图3-b所示的ieee802.11ad标准所提供的t/r序列结构进行进一步的设计。
参见图4，图4是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第一实施例流程示意图，如图4所示，该方法包括：
s401、发送端生成nt个波束训练序列。
在本发明实施例中，每个发送端具有nt发送天线，每个天线会发送一个波束训练序列。
具体地，天线在发送波束训练序列时，为发送基于图3-a所示的brp帧结构中包含该波束训练序列的brp帧。
其中，参见图1-d，每个波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列。每个nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数，所述循环前缀的长度为l。
优选地，该循环前缀为golay序列。
可以理解，由于该波束训练序列的个数为天线数nt个，该波束训练序列的长度为信道的最大时延tm对应的信号长度，所以与信道绑定数有关，从而该波束训练序列可以满足各个天线数，不同的时信道最大时延的需求。
可选地，该待估计信道最大时延扩展tm可以大于或等于72纳秒(ns)，当然也可以小于72ns，在此不作限制。
可选地，该天线数可以为单天线，也可以为多天线。
s402、发送端通过发送端的nt根发送天线向接收端发送nt个波束训练序列，其中，每根发送天线发送一个对应的波束训练序列。
s403、接收端接收上述发送端发送的nt个信道估计训练序列包。
具体地，假设接收端具有nr根接收天线，每根接收天线都会接收到nt个信道估计训练序列包，nr也为大于或等于1的正整数。
s404、接收端的每根接收天线均根据上述nt个信道估计训练序列包进行信道估计，获取nt×1个链路信道增益。
可选地，接收端的每根接收天线在接收到上述nt个信道估计训练序列包后，分别通过与这nt个信道估计训练序列相对应的nt个相关器进行相关运算，得到nt×1个链路信道增益，即信道估计结果。
进而，nr根接收天线的完整信道估计结果即为nr×nt信道估计结果。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，发送端生成nt个波束训练序列，进而发送端通过发送端的nt根发送天线向接收端发送该nt个波束训练序列，接收端接收到上述nt个波束训练序列后，接收端的每根天线均根据上述nt个波束训练序列进行信道估计，获取nt×1个链路信道增益。其中，每个上述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，该nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数。实现了波束训练序列满足上述个件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
其中，信道最大时延tm对应的信号长度l可以理解为在该最大时延tm下基于该信道的符号速率可以传输的信号长度。
优选地，在本发明的一些可能的实施方式中，所述信道最大时延tm对应的信号长度l为：
可以理解，通过设计与信道最大时延相关的信号长度的golay序列作为信道的波束训练序列，从而使得该波束训练序列可以适用于不同的信道最大时延。
可选地，在本发明的一些可能的实施方式中，所设计的golay互补序列可以应用的信道的信道配置包括以下信道配置中的任一种：
若所述信道最大时延tm为72纳秒，所述信道绑定数cb为1以使所述rs为1.76g比特/秒，所述发送端的天线数nt为2、4或8；
所述信道配置为所述信道最大时延tm、所述信道绑定数cb以及所述发送端的天线数nt为以下参数取值的任一组合：
所述信道最大时延tm为72纳秒或300纳秒；
所述信道绑定数cb为1、2、3或4以使所述rs为1.76g比特/秒、3.52g比特/秒、5.28g比特/秒或7.04g比特/秒；
所述发送端的天线数nt为1、2、4或8。
其中，信道绑定数(channelbonding，简称cb)为发送端和接收端之间所绑定的信道数。
可以理解，由于该波束训练序列可以满足不同的信道时延、天线数以及信道绑定数，所以可以使通信配置满足上述任一种场景。
参见图5，图5是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第二实施例流程示意图。图5所示的方法中，与图4所示方法相同或类似的内容可以参考图5中的详细描述，此处不再赘述。如图5所示，该方法包括：
s501、发送端利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列。
其中，所述m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域的，所述m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为大于0的正整数。
优选地，在本发明的一些可能的实施方式中，所述利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列，包括：
令所述golay互补序列包括gail＝a和gbil＝b，利用如下公式生成m对长度为l的golay互补序列：
令所述
其中，所述
所述
所述
举例说明，在本发明的一个示例中，可以利用上述公式得到一对golay互补序列为：
ga128＝[11-1-1-1-1-1-1-11-111-1-1111-1-11111-11-11-111-1-1-11111111-11-1-111-111-1-11111-11-11-111-111-1-1-1-1-1-1-11-111-1-1111-1-11111-11-11-111-111-1-1-1-1-1-1-11-111-1-11-1-111-1-1-1-11-11-11-1-11]；
gb128＝[-1-11111111-11-1-111-1-1-111-1-1-1-11-11-11-1-1111-1-1-1-1-1-1-11-111-1-11-1-111-1-1-1-11-11-11-1-1111-1-1-1-1-1-1-11-111-1-1111-1-11111-11-11-111-111-1-1-1-1-1-1-11-111-1-11-1-111-1-1-1-11-11-11-1-11]。
此处，在此基础上，还可以利用该公式生成另外7对golay互补序列，如下：
ga2128＝[1-1-11-11-11-1-1-1-111-1-11-1-111-11-1-1-1-1-1-1-111-111-11-11-11111-1-1111-1-111-11-1-1-1-1-1-1-1111-1-11-11-11-1-1-1-111-1-11-1-111-11-1-1-1-1-1-1-1111-1-11-11-11-1-1-1-111-1-1-111-1-11-11111111-1-1]；
gb2128＝[-111-11-11-11111-1-111-111-1-11-11111111-1-11-1-11-11-11-1-1-1-111-1-1-111-1-11-11111111-1-11-1-11-11-11-1-1-1-111-1-11-1-111-11-1-1-1-1-1-1-1111-1-11-11-11-1-1-1-111-1-1-111-1-11-11111111-1-1]；
ga3128＝[111-111-11-1-1-1111-11111-111-11111-1-1-11-1111-111-11-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11111-111-11-1-1-1111-11111-111-11111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1111-111-11111-1-1-11-1]；
gb3128＝[111-111-11-1-1-1111-11111-111-11111-1-1-11-1111-111-11-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11111-111-11-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11]；
ga4128＝[1-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-11-111-11111-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-11-111-1111-11-1-1-11111-111-11111-1111-1-1-11-111-1111]；
gb4128＝[1-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-11-111-11111-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-1-11111-111-1111-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1]；
ga5128＝[111-1-1-11-1111-111-11111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1111-111-11-1-1-1111-11111-111-11111-1-1-11-1111-111-11111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1]；
gb5128＝[111-1-1-11-1111-111-11111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1111-111-11-1-1-1111-11111-111-11-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11111-111-11111-1-1-11-1111-111-11-1-1-1111-11111-111-11]；
ga6128＝[1-111-11111-1111-1-1-11-111-1111-11-1-1-11111-111-11111-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-11-111-11111-1111-1-1-11-111-1111-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-1-11111-111-1111-11-1-1-1111]；
gb6128＝[1-111-11111-1111-1-1-11-111-1111-11-1-1-11111-111-11111-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-11-111-11111-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1]；
ga7128＝[11-11111-111-11-1-1-1111-11111-1-1-11-1111-111-11111-111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-1111-11111-111-11-1-1-1111-11111-1-1-11-1111-1-1-11-1-1-1-11-1-11-1111-111-11111-1-1-11-1111-1]；
gb7128＝[11-11111-111-11-1-1-1111-11111-1-1-11-1111-111-11111-111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-11-1111-1-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-1111-11111-111-11-1-1-11-1-11-1-1-1-1111-11-1-1-11]；
ga8128＝[1-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-111-11111-1111-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-111-11111-111-1111-11-1-1-11111-1111-1-1-11-111-11111-111]；
gb8128＝[1-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-11-1-1-11-111-11111-1111-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-1-11111-111-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-11-1-1-11-1111-1-1-1-11-1-1-1111-11-1-11-1-1-1-11-1-1]。
并同时定义另外四组长度分别为256、512、1024和2048的序列：
gai256＝[gai128gbi128]gbi256＝[gai128-gbi128]；
gai512＝[gai256gbi256]gbi512＝[gai256-gbi256]；
gai1024＝[gai512gbi512]gbi1024＝[gai512-gbi512]；
gai2048＝[gai1024gbi1024]gbi2048＝[gai1024-gbi1024]。
可选地，在本发明的另一些可能的实施方式中，也可以利用其它方式生成golay互补序列。
s502、发送端基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
其中，所述nt为发送端的天线数，所述nt为大于0的正整数，所述n为大于0的正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值。
s503、发送端在所述nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列的每一个golay互补序列前加入所述长度为l的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
可选地，该循环前缀可以为golay序列。
可选地，在本发明的一些可能的实施方式中，所述基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，包括：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取nt对长度为l的golay互补序列；
将所述nt对长度为l的golay互补序列中的每一对所述长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次，以得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
其中，将每一对长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次是指在将每一对长度为l的golay互补序列重复放置时，在每一个长度为l的golay序列前分别加入正号或负号，以使最终得到的nt个长度为2*n*l的golay互补序列相互正交，其中，在golay序列前加入负号表示对该golay序列中的各个字符位取反，在golay序列前加入正号表示golay序列中的各个字符不变。
在本发明实施例中，该重复交替放置golay互补序列的第一预设方式不唯一，只要最终得到的nt个长度为2*n*l的golay序列相互正交即可。
优选地，该重复交替放置的次数n的取值为2。
举例说明，在本发明的一个示例中，在信道最大时延tm为72ns时、信道符号速率为1.76gbp(此时不存在信道汇聚，即信道绑定cb＝1)、且mimo天线数为2时，首先从步骤s201中生成的m对golay互补序列中任取2对golay互补序列ga1128、gb1128和ga2128、gb2128，将这两对golay互补序列分别重复交替放置2次，得到二个序列为：[-gb1128，ga1128，gb1128，ga1128]和[-gb2128，ga1128，gb2128，ga2128]，也可以以其它方式重复交替放置2次得到[-gb1128，-ga1128，gb1128，-ga1128]和[-gb2128，ga1128，gb2128，ga2128]，两种情况下两个序列均彼此正交。
可以理解，可以通过按一定方式重复交替放置golay互补序列得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，再在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
可选地，在本发明的另一些可能的实施方式中，所述基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，包括：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取
将所述
优选地，n的取值为2，从而该预设正交矩阵为4阶正交矩阵。
其中，将所述
优选地，当n的取值为2时，此时预设正交矩阵为4阶正交矩阵，从而将
举例说明，在本发明的一个示例中，在信道最大时延tm为72ns时、信道符号速率为3.52gbps(此时信道绑定数cb＝2)、且mimo天线数为8时，首先从步骤s301中生成的m对golay互补序列中任取2对golay互补序列ga1256、gb1256和ga2256、gb2256，然后再将这两对golay互补序列重复交替放置2次后得到序列[-gb1256,ga1256,gb1256,ga1256]和[-gb2256,ga2256,gb2256,ga2256]。然后再将该两对序列与4阶正交矩阵p相乘得到8个相互正交golay序列，具体如下：
可以理解，通过与正交矩阵相乘的方式可获得nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列，其中，l为信道最大时延tm对应的信号长度，并在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，通过生成与信道的天线数、最大时延以及信道绑定数相关的波束训练序列，实现了波束训练序列满足上述条件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
参见图6-a，图6-a是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第三实施例流程示意图。图6-a所示的方法中，与图4或图5所示方法相同或类似的内容可以参考图4或图5中的详细描述，此处不再赘述。其中，如图6-a所示，该方法包括以下步骤：
s601、利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列。
其中，所述m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域的，所述m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为大于0的正整数。
s602、从该m对长度为l的golay互补序列中获取nt对长度为l的golay互补序列。
其中，所述nt为发送端的天线数，所述nt为大于0的正整数，所述n为大于0的正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值。
s603、将该nt对长度为l的golay互补序列中的每一对长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次，以得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
s604、在该nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列的每一个golay互补序列前加入长度为l的golay互补序列的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
具体地，下面将针对不同的信道场景下应用该方法产生波束训练序列的方法进行举例说明：
在第一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可参见图6-b，图6-b是本发明第三实施例提供的波束训练序列第一示意图。
在第二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这4对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成，图6-b是本发明实施例提供的波束训练序列第一示意图。
在第三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这8对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第四个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将这1对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第五个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第六个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第七个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第八个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将这1对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第九个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这8对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将这1对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十四个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这4对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十五个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这8对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十六个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将这1对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十七个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十八个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这4对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第十九个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这8对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第二十个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将这1对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第二十一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将这2对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第二十二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将这4对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
在第二十三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将这8对golay互补序列分别重复交替放置2次，加入长度为l的循环前缀，构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图6-b生成。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，通过按一定方式重复交替放置golay互补序列得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，再在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
参见图7-a，图7-a是本发明实施例提供的波束训练序列设计方法的第四实施例流程示意图。图7-a所示的方法中，与图4、图5或图6-a所示方法相同或类似的内容可以参考图4、图5或图6-a中的详细描述，此处不再赘述。包括以下步骤：
s701、利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列。
其中，所述m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域的，所述m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为大于0的正整数
s702、从该m对长度为l的golay互补序列中获取
其中，所述nt为发送端的天线数，所述nt为大于0的正整数，所述n为大于0的正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值。
s703、将该
优选地，n的取值为2，从而该预设正交矩阵为4阶正交矩阵。
s704、在该nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列的每一个golay互补序列前加入长度为l的golay互补序列的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
具体地，下面将针对不同的信道场景下应用该方法产生波束训练序列的方法进行举例说明：
在第一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成，图7-c为本发明实施例提供的波束训练序列第三示意图。
在第二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的4个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成，图7-c为本发明实施例提供的波束训练序列第四示意图。
在第三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成，图7-e为本发明实施例提供的波束训练序列第五示意图。
在第四个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-b生成，图7-c为本发明实施例提供的波束训练序列第二示意图。
在第五个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成。
在第六个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的4个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成。
在第七个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成。
在第八个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择1个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-b生成。
在第九个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成。
在第十个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择4个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成。
在第十一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝72ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成。
在第十二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择1个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-b生成。
在第十三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成。
在第十四个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列的4个正交序列，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成。
在第十五个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝1.76gbps(cb＝1)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成。
在第十六个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择1个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-b生成。
在第十七个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择2个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成。
在第十八个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
选择该相互正交序列中的4个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成。
在第十九个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝3.52gbps(cb＝2)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
选取该相互正交序列中的8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成。
在第二十个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，siso天线数nt＝1。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择1个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-b生成。
在第二十一个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝2。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
从该相互正交序列中任意选择1个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-c生成。
在第二十二个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝4。
基于该实施例方案，从而
然后再将该1对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到4个相互正交序列，如下：
选择该相互正交序列中的4个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-d生成。
在第二十三个实施例中，若待估计信道最大时延扩展tm＝300ns，符号速率rs＝5.28gbps或rs＝7.04gbps(cb＝3或cb＝4)，mimo天线数nt＝8。
基于该实施例方案，从而
然后再将该2对golay互补序列重复交替放置2对，并与并与4x4的正交矩阵p相乘，得到8个相互正交序列，如下：
选择该相互正交序列中的8个，加入长度为l的循环前缀后构成波束训练序列e-t/r，具体可基于图7-e生成。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，通过与正交矩阵相乘的方式可获得nt个相互正交且长度为2*n*l的golay互补序列，其中，l为信道最大时延tm对应的信号长度，并在每一个golay序列前加入所述长度为l的循环前缀后得到波束训练序列用于nt个天线数的信道中进行波束训练，可以使得该波束训练序列不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，能适应不同的信道场景配置。
图8为本发明实施例提供的波束训练序列装置的第一实施例结构示意图，该装置可以集成于前述发送端设备，如图8所示，该装置可以包括：生成模块801和发送模块802，其中，发送模块802可以利用该装置的nt根发送天线发送信号。具体地：
具体地，生成模块801，用于生成nt个波束训练序列，其中，每个所述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，所述nt个golay序列相互正交，所述nt为发送端的天线数，所述l为信道的最大时延tm对应的信号长度，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述l为正整数，所述循环前缀的长度为所述l；
发送模块802，用于通过所述发送端的nt根发送天线向接收端发送所述nt个波束训练序列，其中，每根所述发送天线发送一个对应的波束训练序列。
在本发明实施例中，生成模块801具体用于：
利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列，所述m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域，所述m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为正整数，所述zh域为h维度区域；
基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，所述nt为发送端的天线数，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值；
在所述nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列中的每一个golay互补序列前加入所述长度为l的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
可选地，生成模块801具体用于：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取nt对长度为l的golay互补序列；
将所述nt对长度为l的golay互补序列中的每一对所述长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次，以得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
可选地，生成模块801具体用于：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取
将所述
可选地，所述信道最大时延tm对应的信号长度l为：
可选地，所述信道的信道配置包括以下信道配置中的任一种：
若所述信道最大时延tm为72纳秒，所述信道绑定数cb为1以使所述rs为1.76g比特/秒，所述发送端的天线数nt为2、4或8；
所述信道配置为所述信道最大时延tm、所述信道绑定数cb以及所述发送端的天线数nt为以下参数取值的任一组合：
所述信道最大时延tm为72纳秒或300纳秒；
所述信道绑定数cb为1、2、3或4以使所述rs为1.76g比特/秒、3.52g比特/秒、5.28g比特/秒或7.04g比特/秒；
所述发送端的天线数nt为1、2、4或8。
可选地，所述循环前缀为golay序列。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，生成模块801生成nt个波束训练序列，进而发送模块802通过发送端的nt根发送天线向接收端发送该nt个波束训练序列，接收端接收到上述nt个波束训练序列后，接收端的每根天线均根据上述nt个波束训练序列进行信道估计，获取nt×1个链路信道增益。其中，每个上述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，该nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数。实现了波束训练序列满足上述个件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
该装置用于执行前述方法实施例，其实现原理与前述方法实施例类似，在此不再赘述。
图9为本发明实施例提供的波束训练序列装置的第一实施例结构示意图，该装置可以集成于前述发送端设备，如图9所示，该装置可以包括：
存储器901、处理器902和nt根发送天线903(图9中发送天线的框图表示nt根发送天线)，其中，存储器901、处理器902和nt根发送天线903可以通过总线904耦合在一起，但并不以此为限。其中，总线904除包括数据总线之外，还可以包括电源总线、控制总线和状态信号总线等，在本实施例中统称为总线。
存储器901用于存储程序指令。
处理器902用于调用所述存储器901中的程序指令执行下述方法：
生成nt个波束训练序列，其中，每个所述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，所述nt个golay序列相互正交，所述nt为发送端的天线数，所述l为信道的最大时延tm对应的信号长度，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述l为正整数，所述循环前缀的长度为所述l；
通过所述发送端的nt根发送天线向接收端发送所述nt个波束训练序列，其中，每根所述发送天线发送一个对应的波束训练序列。
在本发明实施例中，所述处理器902具体用于：
利用预设格雷golay互补序列生成方式生成m对长度为l的golay互补序列，所述m对长度为l的golay互补序列定义在有限域zh域，所述m对长度为l的golay互补序列中的每对golay互补序列包括2个长度为l的golay互补序列，所述l为信道最大时延tm对应的信号长度，所述m和所述l均为正整数，所述zh域为h维度区域；
基于所述m对长度为l的golay互补序列获取nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列，所述nt为发送端的天线数，所述nt为正整数，所述n为正整数，所述m的取值大于或等于所述nt的取值；
在所述nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列中的每一个golay互补序列前加入所述长度为l的循环前缀，以得到应用于具有nt个天线数的信道的波束训练序列。
可选地，所述处理器902具体用于：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取nt对长度为l的golay互补序列；
将所述nt对长度为l的golay互补序列中的每一对所述长度为l的golay互补序列按第一预设方式重复交替放置n次，以得到nt个相互正交且长度为2*n*l的golay序列。
可选地，所述处理器902具体用于：
从所述m对长度为l的golay互补序列中获取
将所述
可选地，所述信道最大时延tm对应的信号长度l为：
可选地，所述信道的信道配置包括以下信道配置中的任一种：
若所述信道最大时延tm为72纳秒，所述信道绑定数cb为1以使所述rs为1.76g比特/秒，所述发送端的天线数nt为2、4或8；
所述信道配置为所述信道最大时延tm、所述信道绑定数cb以及所述发送端的天线数nt为以下参数取值的任一组合：
所述信道最大时延tm为72纳秒或300纳秒；
所述信道绑定数cb为1、2、3或4以使所述rs为1.76g比特/秒、3.52g比特/秒、5.28g比特/秒或7.04g比特/秒；
所述发送端的天线数nt为1、2、4或8。
可选地，所述循环前缀为golay序列。
可以看出，本发明实施例所提供的技术方案中，波束训练序列装置900生成nt个波束训练序列，进而通过发送端的nt根发送天线向接收端发送该nt个波束训练序列，接收端接收到上述nt个波束训练序列后，接收端的每根天线均根据上述nt个波束训练序列进行信道估计，获取nt×1个链路信道增益。其中，每个上述波束训练序列包括：循环前缀和长度为2*n*l的golay序列，该nt个golay序列相互正交，nt为发送端的天线数，l为信道的最大时延tm对应的信号长度，nt为正整数，n为正整数，l为正整数。实现了波束训练序列满足上述个件后即可不再受天线数、信道时延扩展数以及多信道绑定等场景的限定，使得该波束训练序列能适应不同的信道场景配置。
该装置用于执行前述方法实施例，其实现原理与前述方法实施例类似，在此不再赘述。
本发明实施例还提供一种计算机存储介质，其中，该计算机存储介质可存储有程序，该程序执行时包括上述方法实施例中记载的任何波束训练序列设计方法的部分或全部步骤。
需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置，可通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明的各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、只读存储器(rom，read-onlymemory)、随机存取存储器(ram，randomaccessmemory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
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