信道估计模型及应用在该模型中简化单一导频结构的方法与流程

本发明属于通信技术领域，具体说是一种信道估计模型及应用在该模型中简化单一导频结构的方法。

背景技术：

无线移动信道随着传播环境的变化而变化，具有高度的复杂性和随机性。信道衰落、高速移动下的多普勒扩展和多径传播引起的时延扩展等会对通信系统性能有较大的影响。为了在接收端检测出正确的信息，就有必要了解正确物理信道的相关参数，实现信道估计，对接收信道进行补偿性的恢复。

正交频分复用OFDM作为一种可简单实现且利于对抗频率选择性衰弱信道的高速传输系统，近年来越来越受到人们的关注，因此当今的信道估计技术中常用OFDM系统作为传输系统模型。信道估计方法的研究需要对真实信道进行模拟，给出符合实际场景的信道模型，传统信道模型难以全面描述多径衰落和噪声对信道估计的影响。

信道估计方法可分为两种：盲或半盲信道估计方法、基于导频序列的估计方法。基于导频序列的估计方法是指利用已知的导频序列及其己知特性来实现信道估计，它具有算法复杂度较低、估算精度高等特点，因此而得到了广泛的应用。

基于导频的信道估计主要要考虑三个方面的内容：导频图案，导频点估计算法和信息位插值算法。其中导频图案的设计对信道估计非常重要，然而传统的经典单一导频，导频数量多，频带利用率低，而二维导频图案需要在时域/频域插入导频，计算复杂度高。

技术实现要素：

针对现有技术存在的上述不足，本发明提出了一种信道估计模型及应用在该模型中简化单一导频结构的方法，可以有效地减少导频数量，提高频带利用率，同时计算复杂度和二维导频结构相比相对较低；估计性能比未做信道估计的效果好。

第一方面，本发明提供了一种信道估计模型，其多径传播、多普勒扩展作为信道的特性与噪声区分开来，该信道传输公式为：

y(t)＝h(t)x(t)+n(t)

其中，h(t)为瑞利衰落信道模型，n(t)为常用的高斯白噪声，x(t)为传输信号。

具体的，瑞利衰落信道模型中的参数如下式所示：

$H\[n,k\]=\frac{1}{\sqrt{KN}}\underset{m=0}{\overset{M\mathrm{\τ}-1}{\Σ}}\underset{l=-\frac{Mv}{2}}{\overset{\frac{Mv}{2}}{\Σ}}S\[m,l\]e^{-j2\mathrm{\π}(\frac{mk}{K}-\frac{\ln }{N})}$

其中，S[m,l]为延时多普勒扩展函数，m、l分别为离散延时和离散多普勒扩展，M_τ为信道最大延时扩展，M_v为最大多普勒扩展；K，N是常量，分别是多径传输和多普勒效应的平均功率；k是信道的时延，n是信道多普勒扩展。

第二方面，本发明提供了一种应用在上述信道估计模型中简化单一导频结构的方法，包括如下步骤：简化梳状导频结构方法和简化块状导频结构方法。

进一步的，简化梳状导频结构方法具体为：

S1：根据背景条件，利用导频设计准则，设计出导频间隔n，并构建出梳状导频结构；

S2：依据导频间隔和数据信息维度，求出导频截取长度l；

S3：根据导频截取长度l，将梳状导频结构在时域上等间距分组；

S4：依次交错截取导频；

S5：调整信息位与导频点数据，构建成新的导频图案。

进一步的，简化块状导频结构方法具体为：

A：根据背景条件，利用导频设计准则，设计出导频间隔n，并构建出块状导频结构；

B：依据导频间隔和数据信息维度，求出合适的导频截取长度l；

C：根据导频截取长度l，将块状导频结构在频域上等间距分组；

D：依次交错截取导频；

E：调整信息位与导频点数据，构建成新的导频图案。

更进一步的，块状导频结构是在时域上等间距的插入导频，频域上导频连续，适合于慢衰落信道估计模型；梳状导频结构是在频域上等间距的插入导频，时域上导频连续，适合于快衰落信道估计模型。

进一步的，导频图案涉及的两个重要参数是，决定最小相关时间的最大多普勒频移f_Dmax和决定最小相关带宽的最大多径时延扩展T_dmax。

更进一步的，时域上以符号周期进行归一化后的导频插入间隔为S_t，频域上以子载波间隔进行归一化后的导频插入间隔为S_f：

所述T为符号周期，Δf为子载波间隔。

更进一步的，插入的导频数量只能取整数，为了尽量使信道冲激响应的时域采样和频域采样平衡，因此还限定f_DmaxTS_t≈T_dmaxΔfS_f。

作为更进一步的，依据导频间隔和数据信息维度，需要导频截取长度l与导频间隔相近，进而导频传输中间隔大体相等。

作为更进一步的，截取导频后，由于大量减少了导频数量，向上依次补齐数据来调整信息位与导频点数据，由于间隔相等，减少的导频段数量相等，交错的截取后，构成的新导频图案维度降低。

本发明由于采用以上技术方案，能够取得如下的技术效果：给出了一种贴合实际的信道估计模型，并且所提出的简化单一导频结构的方法可以有效地减少导频数量，提高频带利用率，同时计算复杂度和二维导频结构相比相对较低；估计性能比未做信道估计的效果要好很多，还为信道估计中基于导频的信道估计提供了一种导频方案。

附图说明

本发明共有附图5幅：

图1为信道估计模型；

图2为简化梳状导频结构方法的流程图；

图3为梳状导频结构图；

图4为基于梳状的简化单一导频结构图；

图5为实施例4中对比图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。

先选定一种适合当前环境的经典单一导频作为基准，在当今的信息传输过程中，往往会伴随着多径衰落的信道影响。经典单一导频分为块状和梳状导频结构，根据当前传输模型是OFDM系统，采用的多子载波传输，因此在导频图案设计中会有导频间隔。为了尽可能地减少导频序列的插入，提高频谱利用率，因此必须采用在时域/频域周期间隔放置导频信息的方式。但是这个间隔的范围不能随便给出，所以需要设计一种导频间隔的的方法：

如果把时域和频域看成一个二维的栅格，实质上导频信号就是在这个时频栅格的特定位置上传输。接收端通过接收到的导频信号恢复出导频位置的信道冲激响应信息，实质就是对信道频域冲激响应CFR,Channel Frequency Response的时频二维采样，这里为t时刻的信道时域冲激响应的傅里叶频域形式，并假定CFR在一个符号周期内的采样值相等。信号在频域进行采样过后传输的釆样信号，若要完整地保留信息，在接收端不失真地恢复出原始信号，则必须在采样时遵循奈奎斯特Nyquist采样定理。因此，为了使用导频位置的信道冲激响应信息恢复出信道的全部冲激响应信息，导频间隔的设计必须满足奈奎斯特采样定理。

实施例1

本实施例提供了一种自定义信道估计模型，通常信道估计模型如图1所示，其多径传播、多普勒扩展作为信道的特性与噪声区分开来，该信道传输公式为：

y(t)＝h(t)x(t)+n(t)

式中，h(t)为瑞利衰落信道模型，n(t)为常用的高斯白噪声，x(t)为传输信号；

其瑞利衰落信道模型中的参数如下式所示：

$H\[n,k\]=\frac{1}{\sqrt{KN}}\underset{m=0}{\overset{M\mathrm{\τ}-1}{\Σ}}\underset{l=-\frac{Mv}{2}}{\overset{\frac{Mv}{2}}{\Σ}}S\[m,l\]e^{-j2\mathrm{\π}(\frac{mk}{K}-\frac{\ln }{N})}$

式中，S[m,l]为延时多普勒扩展函数，m、l分别为离散延时和离散多普勒扩展，M_τ为信道最大延时扩展，M_v为最大多普勒扩展；K，N是常量，分别是多径传输和多普勒效应的平均功率；k是信道的时延，n是信道多普勒扩展。

实施例2

本实施例提供了一种应用在上述信道估计模型中简化单一导频结构的方法中的简化梳状导频结构方法：

S1：根据背景条件，利用导频设计准则，设计出合理的导频间隔n，并构建出梳状导频结构；

在多径衰落的影响下，最大多径时延扩展T_dmax为考虑因素，结合了本实施例基于的经典单一梳状导频。导频图样设计的两个重要参数是，决定最小相关时间的最大多普勒频移f_Dmax和决定最小相关带宽的最大多径时延扩展T_dmax，这里则需要考虑最大多径时延扩展T_dmax的影响。

时域上以符号周期进行归一化后的导频插入间隔为S_t，频域上以子载波间隔进行归一化后的导频插入间隔为S_f，这里梳状导频是频域上插入导频则需要考虑S_f。

满足的导频间隔公式为:T为符号周期，Δf为子载波间隔。插入的导频数只能取整数，为了尽量使信道冲激响应的时域采样和频域采样平衡，因此一般还限定f_DmaxTS_t≈T_dmaxΔfS_f。

S2：依据导频间隔和数据信息维度，设计出合适的导频截取长度l；

依据导频间隔和系统设计的数据信息维度，得出合适的导频截取长度l，设计出的导频截取长度l要与导频间隔相近，使导频传输中间隔大体相等，因为等间隔的插入导频是最优的。

S3：根据导频截取长度l，将梳状导频结构在时域上等间距分组；

根据导频截取长度l，将梳状导频结构在时域上等间距分组，方便于下一步的交错截取导频。

S4：依次交错截取导频；

截取导频后，由于大量减少了导频数量，向上依次补齐数据来调整信息位与导频点数据，由于间隔相等，减少的导频段数量相等，交错的截取后，构成的新导频图案维度降低。

S5：调整信息位与导频点数据，构建成新的导频图案；

最后就形成了如图4所示的导频图案，取名为简化单一导频图案。

实施例3

本实施例提供了一种应用在上述信道估计模型中简化单一导频结构的方法中的简化块状导频结构方法：

A：根据背景条件，利用导频设计准则，设计出导频间隔n，并构建出块状导频结构；

在多径衰落的影响下，最大多普勒频移f_Dmax为考虑因素，结合了本实施例基于的经典单一块状导频。导频图样设计的两个重要参数是，决定最小相关时间的最大多普勒频移f_Dmax和决定最小相关带宽的最大多径时延扩展T_dmax，这里则需要考虑最大多普勒频移f_Dmax的影响。

时域上以符号周期进行归一化后的导频插入间隔为S_t，频域上以子载波间隔进行归一化后的导频插入间隔为S_f，这里块状导频是频域上插入导频则需要考虑S_f。

满足的导频间隔公式为:T为符号周期，Δf为子载波间隔。插入的导频数只能取整数，为了尽量使信道冲激响应的时域采样和频域采样平衡，因此一般还限定f_DmaxTS_t≈T_dmaxΔfS_f。

B：依据导频间隔和数据信息维度，求出合适的导频截取长度l；

依据导频间隔和系统设计的数据信息维度，得出合适的导频截取长度l，设计出的导频截取长度l要与导频间隔相近，使导频传输中间隔大体相等，因为等间隔的插入导频是最优的。

C：根据导频截取长度l，将块状导频结构在频域上等间距分组；

根据导频截取长度l，将块状导频结构在频域上等间距分组，方便于下一步的交错截取导频。

D：依次交错截取导频；

截取导频后，由于大量减少了导频数量，向上依次补齐数据来调整信息位与导频点数据，由于间隔相等，减少的导频段数量相等，交错的截取后，构成的新导频图案维度降低。

E：调整信息位与导频点数据，构建成新的导频图案。

实施例4

本实施例作为实施例2或3的补充：本申请采用的是抗码间干扰能力强、频谱利用率高和实现简单的OFDM系统模型，信道模型采用本发明所定义的自定义信道估计模型，导频处的信道估计算法采用的是传统的LS算法，信号处的信道响应采用的是常数插值。

仿真参数设置为：系统的带宽为20MHz，载波频率为2GHz，调制方式选用的是QPSK，保护间隔长度设为16个符号长度，子载波个数为50，每个载波上有128个OFDM符号，多径数目为5，多普勒频移归一化为0.2Hz。

对未加导频结构、基于块状导频结构、基于梳状导频结构和本发明所设计的简化单一导频结构的信道估计性能进行仿真对比分析，所得不同导频结构在LS估计算法下的对比如下图5所示。

相较于现有技术，本发明提供了一种应用在上述信道估计模型中简化单一导频结构的方法，可以有效地减少导频数量，提高频带利用率，同时计算复杂度和二维导频结构相比相对较低；估计性能比未做信道估计的效果要好，这为信道估计中基于导频的信道估计提供了一种导频方案。

仿真验证中的导频数和算法复杂度对比如下表1所示：

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。